Sep 2020

Diverse elektronische Schaltungen

LTspice-Simulationen

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Phasenerkennung

15.Jun.2020



Die vorstehende Schaltung ist für Wechselspannung 230 V~ an Schuko-Steckdosen bestimmt und detektiert, ob am Anschluß L eine Phase anliegt oder nicht. Dazu wird der Schutzleiter SL benutzt, der ja vor einem FI-Schutzschalter mit dem Neutralleiter N und Erdpotential verbunden ist. Wenn also an Anschluß L kein Phasenpotential ist, ist hier Schutzleiterpotential, wodurch praktisch 0 V an der Ansteuerstrecke des Transistors anliegt.

Widerstand R5 stellt den Spulenwiderstand (110 V) eines Relais dar. Dieses Relais schaltet die Phase an L an den Phasenanschluß eines Gerätes, daß bei anderer Polung defekt gehen kann. Ist die Polung falsch, bleibt das Relais unerregt und der Schuko-Stecker muß anders herum eingesteckt werden. Das Relais kann nicht direkt verwendet werden, um mit 2 Wechslern eine automatische Korrektur vorzunehmen, da über Öffner-Kontakte kurzzeitig eine falsche Polung vorliegen kann. Für eine Automatik müssen daher insgesamt 3 Relais verwendet werden.

Widerstand R3 stellt eine geeignete Spannung für R5 ein, und begrenzt den Strom wegen C2. R1 ist erforderlich, um einen genügenden Spannungsabstand (Reserve) für die Basis herzustellen. Es ist im Diagramm erkennbar, daß mit den vorliegenden Bauelement-Werten große Variationen an eben diesen möglich sind. Der Wert von C2 ist allerdings als Mindestwert anzusehen. C2 und R3 sind vom Relais (R5) abhängig. Durch höhere Kapazitäten wird die Schaltung träger. Der Transistor ist nach 20 ms eingeschaltet, nicht jedoch das Relais.

Puffer für OPV

19.Jun.2020



Die vorstehende Schaltung zeigt die einfachste Gegentakt-Pufferstufe für einen Operationsverstärker. Es wurde im Interesse von Einfachheit auf einen Ruhestrom verzichtet. In den meisten Fällen ist eine solche Lösung mehr als ausreichend. Diese Schaltung hat einen Klirrfaktor von 0,04 % bei 1 kHz. Das ist fast immer voll zufriedenstellend. Das Signal (grün) an den parallel geschalteten Basen überschreitet schnell die beiden B-E-Spannungen von insgesamt etwa 1,4 V. Am Plus-Eingang des OPV ist ein Offset von -0,17 V eingestellt. Das ergibt eine Verschiebung der Ausgangsspannung 'O' um -1 V, weil die Verstärkung vom Plus-Eingang aus 6 beträgt (R1/R2+1), wohingegen die Verstärkung für den Eingang 'I' 5 beträgt (R1/R2).

Gleichrichter mit Sieb-Drossel

09.Aug.2020



Siebdrosseln waren in den 1960er und 1970er Jahren noch zeitgemäß. Später aber nicht mehr, was hier auch demonstriert wird. Eine wirksame Siebdrossel muß eine recht hohe Induktivität haben. Es ist schwierig, diese Forderung mit einem geringen Kupfer-Widerstand zu kombinieren. Die Brummspannung ändert sich von einer Sägezahn-Form zu einer Sinus-Form durch die Anwendung einer Siebdrossel.

Die Schaltung unten ist ein RC-Glied mit nachfolgendem Darlington-Transistor als Emitterfolger geschaltet (3 Bauelemente). Diese auf einem Halbleiter-Bauelement basierende Schaltung ist der oberen Schaltung mit Elko+Drossel+Elko weit überlegen, wie der Graph der Ausgangsspannung V(ef) zeigt. Sie ist einfach intelligenter. Da Drossel L1 und Elko C1 entfallen, ist sie zudem kleiner, leichter und verursacht geringere Kosten.

Oszillatoren für induktive Näherungsschalter

25.Jun.2020



Vorstehende Schaltung ist ein Oszillator mit LC-Schwingkreis. Es handelt sich um einen der einfachsten diskreten Oszillatoren für Induktive Näherungsschalter. In solchen Geräten bestehen die Induktivitäten aus einer Wicklung HF-Litze mit Anzapfung (A) in einer Hälfte eines Ferrit-Schalenkerns, womit auch eine magnetische Kopplung besteht.

Die Induktivitäten L1 und L2 in der LTspice-Simulation bilden gemeinsam mit C1 einen Transformator, der vom Emitterfolger Q1 gespeist wird, der ja ohne Transformator eine Spannungsverstärkung von < 1 hat und damit nicht schwingen kann. Die Spannungen V(a) und V(s) zeigen die transformatorische Wirkung. Die Induktivitäten im realen Ferrit-Kern haben auch eine magnetische Kopplung über den Ferrit-Kern.

V(dc) ist eine Gleichspannung, die zu einem Schmitt-Trigger geführt werden kann, der ein digitales EIN/AUS produziert und eine genügend große Hysterese in Anbetracht der Wirkung von C2 haben muß. V(dc) bewegt sich in Abhängigkeit der Dämpfung des Schwingkreises. Diese Dämpfung bewirkt Widerstand R4, der für eine Dämpfung durch ein Metall in der Nähe der Ferrit-Spule steht. Mit R3 kann der Schaltabstand des Näherungsschalters eingestellt werden. C1 muß die Keramik-Art NP0/C0G haben.

Zwischen den Emittern von Q1 und Q2 muß die Gleichspannung 0 V sein. Andernfalls wird der Schwingkreis stark bedämpft, so daß der Oszillator nicht anschwingt. Deshalb ist anstelle von Q2:B-E auch keine einzelne Diode eingesetzt.
Der Oszillator erreicht regelmäßig eine Frequenz der Periode bedämpft/unbedämpft von 5 kHz. Der Näherungsschalter hat eben ungefähr diese maximale Schaltfrequenz.
Dieser Oszillator wurde auch mit einer Schwingfrequenz von 55 MHz konkret aufgebaut – natürlich ganz anders dimensioniert (Silberdraht-Spule, etc.).
Dieser Oszillator ist gut störfest. Andernfalls wäre er nicht für Näherungsschalter in der Industrie geeignet.


30.Jun.2020


LTspice-Schaltung.asc

Die vorstehende Schaltung ist ebenfalls ein Oszillator für Induktive Näherungsschalter. Zusätzlich ist eine Eignung für Metallsuchgeräte vorhanden. Die Schaltung ist ein Entwicklungsmuster, also kein Bestandteil eines industriellen Serienproduktes. Die Schaltung hätte zur Patentanmeldung angeboten werden können.

Dieser Oszillator hat eine extrem hohe Sensitivität. Beim anderen Oszillator weiter oben bewirkt der bedämpfende Widerstand mit 100 kΩ keine merkliche Dämpfung. Bei diesem Oszillator ist R12 mit 20 MΩ gerade eben außerhalb einer sichtbaren Bedämpfung.

Die Schaltung wurde 1989 mit einem halben Ferrit-Schalenkern 9 mm ∅ getestet. Der Standard-Schaltabstand beträgt hier 4 mm nicht-bündig. Mit diesem Oszillator konnte im Labor ein maximaler Wirkabstand von 25 mm erreicht werden. Das ist für den verwendeten Schalenkern-Durchmesser ein extrem hoher Wert. Die Schwingkreis-Induktivität benötigt hier keine Anzapfung, kommt also mit zwei Anschlüssen aus.


Standby-Schaltung mit nur 7 nA Strom

29.Jul.2020


Vorstehend eine Schaltung für einen Mikrokontroller, die im Standby-Modus die versorgende Batterie (6V) mit nur 7 nA Strom belastet. Im Aktiv-Modus beträgt der Strom durch den Transistor Q1 typisch 55 mA. An dem Transistor fallen dann etwa 30 mV ab. An R16 (10R) fallen 0,55 V ab, so daß der Mikrokontroller mit etwa 5,4 V versorgt wird.

Wird eine Taste (Sx, rechts) betätigt, wird an R5 (10k) ein PullDown mit 47 k geschaltet. Transistor Q1 wird durchgeschaltet. Kondensator C1 bewirkt über Transistor Q2 eine zeitweise Selbsthaltung (Mitkopplung) von Q1. Die Selbsthaltung wird alsbald durch die Software im Mikrokontroller mittels D1 und R10 übernommen. An C1 stellt sich längerfristig eine Spannung von ungefähr 1,5 V ein.

Wenn die Software die Spannung an D1 abschaltet, lädt sich C1 über R11 weiter bis auf etwa 5,3 V auf, bis Q2 nicht mehr genügend Basisstrom erhält, so daß in Folge auch Q1 über R8 nicht mehr im durchgeschalteten Zustand bleibt. Die Spannung am Kollektor des Q1 und damit am plusseitigen Anschluß von C1 fällt gegen Null, getrieben durch den Mikrokontroller als Lastwiderstand von etwa 100 Ohm, wodurch C1 erneut eine Mitkopplung erzeugt, die eine negative Spannung an der Basis des Q2 bewirkt. Dies sperrt Q1 beschleunigt. Anschließend entlädt sich C1 vollständig, da an seinen beiden Anschlüssen Widerstandspfade nach Masse vorhanden sind.

Der Strom 7 nA ist einfach der tatsächliche (gemessene) Sperrstrom des Q1, der laut Datenblatt maximal 20 nA betragen kann.


Notch(Kerb)-Filter mit verstellbarer Güte Q

20.Okt.2020



Die Werte der Bauelemente müssen extrem genau eingehalten werden.
Mindestens auf 0,1 % genau.
Dies gilt für R2 = R3 = 2 R1  und C2 = C3 = C1 ⁄ 2.
Die Formel f = 1 ⁄ (2π R C)  ist unabhängig von den vorstehenden Formeln.
Hier einsetzbar sind R2 oder R3 und C2 oder C3.
Voreingestellt für das Filter sind f = 50 Hz.

Es muß ein wirklich guter OPV verwendet werden. Andernfalls ist die Kurvenform stark unsymmetrisch und die Dämpfung sehr gering. Keramische Kondensatoren müssen von der Art NP0/C0G sein, oder SiCap. Folien-Kondensatoren sollten von der Art Polypropylen (PP) 63V- sein. Widerstände sollten vom Typ MELF Metallschicht sein, oder besser.

Die Schaltung im Bild oben hat maximalen Bootstrap-Effekt mit daraus folgender maximaler Güte (Q).
Die Bauelemente C1 und R1 können anstatt mit dem Ausgang mit Bezugspotential (Masse; 0V) verbunden werden. Die Güte ist dadurch minimal. Das erste Kurvendiagramm zeigt dies. Die Schaltung ist dann kein aktives Filter mehr, sondern ein passives Doppel-T mit gepuffertem Ausgang. Zu beachten sind der viel größere Frequenzbereich von 1 Hz bis 2500 Hz und die Dämpfung von etwa 107 dB.
Die Güte kann stufenlos eingestellt werden, mit einem Trimmer vom Ausgang nach Masse, Abgriff auf den Eingang eines Puffers, der eine Verstärkung von 1 hat und dessen Ausgang mit C1 und R1 verbunden ist.

Je geringer die Güte, desto toleranter ist die Schaltung gegenüber Toleranzen bei den Bauelementen. Bei maximaler Güte bewirkt eine Veränderung von C1 von 54,0 nF auf 54,1 nF das Umschlagen auf ein gänzlich anderes Verhalten der Schaltung! Bei 54,01 nF ist zwar kein Umschlagen zu beobachten, jedoch eine sehr wesentlich geringere Dämpfung, und natürlich eine Abweichung von der Soll-Frequenz.

Die Einstellung der Werte der Bauelemente muß mittels (Selektierung und) Trimmern vorgenommen werden. Trimmer gibt es für Widerstände und Kondensatoren. Der Wert eines ohmschen Trimmers in Reihe ist sehr viel geringer als der Wert des gesamten Widerstandes in Reihe. Entsprechend fein ist die Einstellung und gering der Einfluß des Trimmers auf den Gesamtwiderstand, hinsichtlich Temperaturgang und Alterung.
Die Alterung der Bauelemente ist insgesamt vernachlässigbar, da die Bauelemente keine wirksame Eigenerwärmung haben. Es werden z.B. vier Widerstände gleicher Art und mit gleichem Wert verwendet. Zwei davon sind parallel geschaltet für den halben Wert. Diese werden gleichmäßig und äußerst geringfügig altern. Die Werte untereinander bleiben folglich im genau gleichen Verhältnis. Für vier Kondensatoren gilt das ebenso, mit der Ausnahme, daß Parallelität den doppelten Wert ergibt. Nach merklicher Frequenzverschiebung durch Alterung wider Erwarten, kann entsprechend neu kalibriert werden. Die Trimmer sind ja dafür vorhanden.
Dem Temperaturgang kann entgegengewirkt werden, indem die Bauelemente eng aneinander plaziert werden und Wärmequellen darum herum in geringer Entfernung vermieden werden. Es geht hier erneut um die R und die C jeweils untereinander, aber auch um die beiden Gruppen R und C untereinander. Der OPV kann bereits eine relevant störende Wärmequelle sein. Besonders Temperaturgänge können durch viele verschiedene Methoden gemindert werden. Beispielsweise, indem sich die Temperaturgänge der Gruppen R und C gegenseitig (teilweise) aufheben. Das Produkt R × C muß (angestrebt) gleich bleiben. Bauelemente mit absichtlichem Temperaturgang (PTC, NTC, KTY) können hinzugefügt werden. Auch mit Widerständen parallel, um deren Wirkung beliebig zu reduzieren. Und vieles mehr.
Um Frequenzverschiebungen zu beseitigen, muß nur eine Gruppe R oder C entsprechend kalibriert werden. Siehe oben die Formel f. Sollte die zu dämpfende Frequenz zu stark schwanken, kann durch Reduzierung der Güte die Kerbe im Frequenzgang verbreitert werden. Beispielsweise die Netzfrequenz schwankt um maximal ±0,2 Hz. Eine solche maximale Abweichung kommt außerordentlich selten vor. Die weitaus meiste Zeit weicht die Netzfrequenz nur um ±0,02 Hz ab.


Regler für Labor-Netzgerät mit Premium-Daten

2.Dez.2020


Der vorstehende Spannungsregler stammt aus dem in diesem Foto oben links sichtbaren Labor-Netzgerät, das 1980 entwickelt und gebaut wurde. Die technischen Daten sind extrem gut - ganz außergewöhnlich. Entsprechend anspruchsvoll ist die Schaltung, die einen PD-Regelkreis enthält. Die im realen Gerät vorhandene Stromregelung ist hier nicht dargestellt.

V3 ist im Original eine Referenzdiode LM336-5. Im Original sind BD679 (Darlington) und TIP146 statt BD441 und 2N6287 verwendet. Der Operationsverstärker TLC271 kann seinen Ausgang bis 0 V bringen, und seine Eingänge können bis 0,2 V unterhalb von V- betrieben werden. Für V+ gelten diese Eigenschaften nicht! Der TLC271 wird im Modus High-Bias betrieben - deshalb TLC271H.

Die Simulation verhält sich genau so wie der reale Spannungsregler. Unterschiede sind vernachlässigbar. Das liegt daran, daß bis auf Widerstände und keramische Kondensatoren Modelle verwendet werden. Der in der Simulation eingestellte Strom beträgt 10 A. Im Original wurde nur 1 A eingestellt, um Daten zu ermitteln.

Aktuell1980
ParameterBedingungenFrequenz WertWertBedingungen
Lastausregelung
(Laststrom-Puls 0 A / 10 A)
Rise time 100 µs ∼6 mV ∼6 mV0 A / 1 A
Rise time 1 µs ∼7 µs ∼5 µs0 A / 1 A
Änderung
Ausgangsspannung
Ausgangsstrom
0 A → 10 A
0,0000 V
Eingangsspannung
100 % → 60 %
-0,0001 V
BrummspannungsunterdrückungLaststrom 10 A 100 Hz109 dB 97..100 dBLaststrom 1 A
Dynamischer
Ausgangswiderstand
Spannungsquelle
V4
R15
100 Hz0,095 mΩ 0,2 mΩ200 Hz
1 kHz0,7 mΩ
10 kHz17 mΩ
100 kHz50 mΩ
Allgemein gültig Ausgangsspannung 10 V
Ausgangsstrom 10 A
Ausgangsstrom 1 A

Diese Daten sind extrem gut! Insbesondere, wenn der relativ geringe Aufwand und die geringen Kosten berücksichtigt werden.
Die realen Meßergebnisse: Daten 1980.  Im Bild in der Ecke links unten.
Die 1980 an realer Hardware festgestellten Daten sind den aktuellen, durch Simulation generierten Daten, sehr ähnlich. Die alten Daten wurden mit Oszilloskop Hameg 512N gemessen. Deshalb sind die Lastausregelzeiten (4/5 µs) auch besser. Nämlich weil eine anhängende geringe Welligkeit nicht sichtbar war, die in der Simulation durch Aufzoomen erkennbar wurde.
Eine Steigerung des Laststroms verändert übrigens viele Daten kaum. Im Regelfall müssen Bauteile, durch die der Laststrom fließt, angepaßt werden - mehr nicht. Der Regelkreis ist ja fast vollkommen unabhängig vom Laststrom - weil schließlich die Spannung geregelt wird.


Schalten mit drei Transistoren

10.Dez.2020


Vorstehend wird mit drei Transistoren (Medium-Power) ein Laststrom von jeweils 1 A an 20 V geschaltet. Es werden ausnahmslos Simulations-Modelle verwendet. Das zuerst verwendete Modell für BD139 von ONsemi (MODPEX, www.i-t.com) ist fehlerhaft, was an der seltsamen, Argwohn erregenden Basisspannung V(b1) erkennbar ist.

TransistorParameterWertBedingungen
BD139Anstiegszeit95 ns10-90%
Abfallzeit100 ns10-90%
Sättigungsspannung150 mV
Wärmeverlustleistung0,55 W
BD441Anstiegszeit120 ns10-90%
Abfallzeit120 ns10-90%
Sättigungsspannung170 mV
Wärmeverlustleistung0,64 W
STD12NF06L-1
(MOSFET)
Anstiegszeit7 ns10-90%
Abfallzeit10 ns10-90%
Sättigungsspannung52 mV
Wärmeverlustleistung0,20 W
FZT651Anstiegszeit3,6 ns10-90%
Abfallzeit6 ns10-90%
Sättigungsspannung166 mV
Wärmeverlustleistung0,23 W
Verzögerungszeit, Speicherzeit: siehe Diagramme
Einschalten: 20 V ↓ 0 V  ; Schaltstrom: 1 A

Der BD441 verträgt immerhin 4 A dauerhaft und bewältigt 36 W im TO126. Daher wirkt er träge im Vergleich zum BD139. Ohne den relativ hochkapazitiven C2 versagt er praktisch völlig als Schalter.
Meister auf allen Ebenen ist der MOSFET im IPAK-Gehäuse, der 12 A dauerhaft führen kann. Er ist einer der kleinsten und schwächsten MOSFETs. Deshalb hat er eine geringe Gate-Kapazität und dennoch einen sehr geringen EIN-Widerstand. Er übertrifft die beiden bipolaren Transistoren erheblich, ist aber auch ein ausdrücklicher Schalttransistor. (Preis ca. 1 € bei 1 Stück.)

Es geht hier um ein kompromißloses Schalten, um eine sehr geringe Sättigungsspannung zu erreichen. In Datenblättern ist es üblich, hierfür Ib = Ic / 10 zu wählen. Beispielsweise bei digitalen Gattern kann eine geringe Sättigung angestrebt werden - hier jedoch nicht! Gleichzeitig sollen natürlich alle Schaltzeiten optimal kurz sein. Dazu sind C1 und C2 vorhanden, die u.a. eine negative Basis-Emitter-Spannung bewirken, um Ladungsträger auszuräumen.

Ein sehr guter bipolarer Transistor FZT651 wurde hinzugefügt. Dazu sind keine Diagramm-Bilder vorhanden. Dessen Flankenzeiten sind sehr klein. Die Verzögerungszeiten sind wie bei den BDXXX. C2 konnte hier auf 47 nF reduziert werden. Der Spannungsverlauf am Ausgang ist rechteckig wie beim MOSFET. Der MOSFET hat dennoch die geringste Verlustleistung, wegen seiner geringen Sättigungsspannung. Weiterhin fällt er mit seinen sehr geringen Verzögerungszeiten auf.

25.Dez.2020


Der Transistor BD441 wurde ohne (1 pF) und mit (150 nF) Beschleunigungskondensator verglichen. Die Wirkung ist gewaltig, wie die Kurvendiagramme und die Verlustleistungen (rechts unten) zeigen. Die Widerstandswerte blieben unverändert. Verändert wurden die Puls-Spannung 7 V → 4.5 V und die Flankenzeiten 1 ns → 4 ns, um zu demonstrieren, daß der MOSFET auch mit deutlich geringeren Gate-Spannungen voll und schnell durchsteuert. Ein Rg = 330 R ändert nicht viel daran. Bewirkt dadurch, daß der MOSFET eine geringe Gate-Schwellwertspannung von typ. 1,5 V und eine hohe Steilheit von etwa 17 A/V hat. Die Gate-Kapazität beträgt lediglich 350 pF.

Als Fazit kann gezogen werden, daß für bipolare Transistoren die gezeigte Schaltung mit den beiden Widerständen und dem Kondensator summa summarum die beste ist. Als Schalttransistor sollte ein MOSFET herangezogen werden. Auch, weil es dafür integrierte leistungsfähige Treiber gibt, auch im SOT23-Gehäuse. Diese haben CMOS+TTL-kompatible Eingänge, Schmitt-Trigger und Ausgänge aus komplementären MOSFETs, die etwa 1 A bis 30 A Pulsstrom vertragen. Besonders bekannt für solche Produkte ist der Hersteller IXYS.


Fehlerhafte Spice-Modelle

28.Dez.2020

Vorstehend auf dieser Webseite wurden bereits fehlerhafte Spice-Modelle entdeckt und besprochen. Hier nun eine Möglichkeit zur systematischen Erkennung.
Es wurden zwei verschiedene Modelle für den selben Transistor-Typ TIP36C mittels geeigneter Simulation verglichen. Ein Modell hat sich mit Hilfe der Testschaltung sofort als massiv fehlerhaft herausgestellt, nämlich das von CentralSemiconductor (_ct). Das von ONsemi (_on) ist brauchbar, was nicht heißt, daß es makellos ist. Denn von ONsemi ist das Modell für BD139 grob fehlerhaft, während das Modell von ST für den selben Transistor-Typ brauchbar ist (BD139_st).

Die beiden Kollektor-Spannungen zeigen sofort aufgrund ihrer völligen Unterschiedlichkeit ein fehlerhaftes Modell an [V(o36ct), V(o36on)]. Unterstützt wird das durch die beiden stark unterschiedlichen Basis-Spannungen V(b1) und V(b2). Der jeweils erste Graph zeigt auch absolut betrachtet ein Verhalten, das ein bipolarer Transistor gar nicht haben kann. Die Kollektor-Spannung ct folgt fest dem Potential der Betriebsspannung, obwohl dieser Transistor erheblich stärker angesteuert wird. Die Basis-Spannung ct beträgt maximal etwa |0,46| V.

Die Testschaltung wurde so ausgelegt, daß sie insbesondere das Analoge eines Transistors zeigt. Die Kennlinien sollen sichtbar komplett durchlaufen werden. Das brauchbare Modell generiert typische Verläufe. Es ist das Verhalten eines steuerbaren Transistors erkennbar.
Die Ansteuerung per R4 und R5 wurde so gewählt, daß die Stromverstärkung gerade eben zum Durchsteuern ausreicht. Transistor Q2 (_on) will nach Abschalten der Eingangsspannung V(in) nach seiner Speicherzeit sperren, wird aber dabei von der wieder ansteigenden Eingangsspannung überholt. Obwohl der Wert des R4 von 240 Ω auf 56 Ω beträchtlich reduziert wurde, reagierte die Kollektor-Spannung des Q1 (_ct) darauf nicht.
Laut Datenblatt ist der TIP36 ein ausdrücklicher Power-Transistor: 25/40A, 100V, 125W, hFE=120@≤2A. Komplementär ist TIP35 (NPN).

Hier wurden zwei Modelle für den Typ BD139 verglichen. Das erste Modell (links, grün, on) ist eindeutig fehlerhaft, jedoch nicht derartig extrem wie oben bei TIP36C. Die Basisspannung V(b1) ist mit 1,5 V in der Spitze viel zu hoch. Diese ist auch auf sage und schreibe 4 V zu bringen [Basisspannung V(b1)], was für einen bipolaren Transistor in der Realität nicht herstellbar ist. Transistor Q1 weist trotz wesentlich stärkerer Ansteuerung eine Sättigungsspannung von etwa 1 V auf, was bei 1 A Kollektor-Strom und 75 mA Basisstrom dem Datenblatt krass widerspricht. Außerdem zeigt Q1 keine Verzögerungen. Beispielsweise eine Speicherzeit ist bei keinem seiner Graphen erkennbar, im Gegensatz zu Q2: Basisspannung V(b2) hingegen zeigt eine Speicherzeit, nach der der Abfall von der kontinuierlich ansteigenden V(in) überholt wird, wie oben bei TIP36C.

Vorstehend ein Bild, welches einen Vergleich zweier Modelle für den Transistor-Typ TIP35 zeigt. Zusätzlich wurden aus der Library von LTspice die Typen 2N3055 und FZT849 angefügt. Die Modelle sind unten angegeben. Keines der Modelle weist einen groben Fehler auf. Alle diese Modelle sind verwendbar. Das erste Modell hat 23, das zweite 40 Parameter. Fehlende Parameter werden durch Default-Werte ersetzt.
Es ist erkennbar, daß alle Modelle steuerbare Transistoren generieren. Unterschiedliche Stromverstärkung (BF) wurde durch unterschiedliche Werte für R5 .. R8 berücksichtigt. Dabei wurde in einer solchen Weise justiert, daß vor dem Ende einer Periode eine geringe Sättigungsspannung erreicht ist.
Auffallend sind mehrere Unterschiedsarten bei den Basisspannungen: spitzeckig, abgerundet, Mittelwert, Delta. Die niedrige Basisspannung des Q3 wird durch seine stromstarke Basis in Verbindung mit geringer Stromverstärkung begründet sein.
Q4 reagiert offensichtlich sehr schnell auf Änderung seines Basisstroms. Er ist mit Abstand der hochfrequenteste Typ. Q2 fällt mit seiner wirklich extrem trägen Ausgangsspannung auf. Das ist wohl nicht in Ordnung so, und in der Realität nicht vorhanden. Dieses Verhalten kann eine Folge von Parameter-Werten sein, die zu sehr vom jeweiligen korrekten Wert abweichen.
Es wird nochmals darauf hingewiesen, daß die ersten beiden Modelle für den selben Transistor-Typ gemacht sind. Angesichts dessen weisen die hier vorliegenden starken Unterschiede auf eine schlechte Zusammenstellung von Parameterwerten hin. Den besten Eindruck machen bisher Modelle von Diodes und TI  (LTspice außen vor.).

Normalerweise werden Exemplar-Streuungen von Transistoren schaltungstechnisch durch allerlei Gegenkopplungen wirkungsmäßig eliminiert, so daß Schaltungen vorausberechenbar werden und unabhängig von Streuungen stets gleiches Verhalten zeigen - mit nun auskömmlichen Streuungen. Simulationen verwenden bei Modellen typische Werte. Jedoch ändert das gar nichts an den allgemeinen schaltungstechnischen Maßnahmen.
In diesem Artikel jedoch wird das Gegenteil getan! Unterschiede sollen deutlich hervortreten, damit Analysen möglich werden. Dieses Konzept hier muß berücksichtigt werden.

Oft wird kolportiert, Simulationen seien u.a. wegen der realen Streuungen der Bauelemente unsinnig, mit ungültiger Aussage. Das ist falsch und unlogisch! Korrekt ist, daß die Qualität von Simulationen von der Qualität der Modelle und vom Aufwand beim Aufbau der Simulation abhängt. Eine Simulation kann prinzipiell der Realität zu 100% entsprechen! In der Praxis von Simulationen gibt man sich lediglich nicht die dafür erforderliche Mühe. Diese ist auch tatsächlich meist vernachlässigbar. Beispielsweise umfangreich bei NF-Schaltungen. Allein auf dieser Webseite gibt es Simulationen, die reale elektronische Geräte, die vor Jahrzehnten entwickelt und aufgebaut wurden, in ihren Daten und Eigenschaften bestätigen: z.B. Netzgerät, Oszillator GT, Oszillator L3. Auch das ganze damalige Entwicklungsverhalten der Schaltungen spiegelt sich in der Simulation wieder. Die Simulation mit ihren Modellen muß dazu lediglich gut genug sein - dann wird die Realität (genügend) abgebildet.

.MODEL TIP35 NPN (IS=1.84e-12 NF=1 BF=81.5 VAF=161 IKF=8.33 ISE=1.97e-9 NE=2
+BR=4 NR=1 VAR=20 IKR=12.5 RE=13.2e-3 RB=53e-3 RC=5.3e-3 XTB=1.5
+CJE=801e-12 VJE=.6 MJE=.3 CJC=520e-12 VJC=.22 MJC=.2 TF=54.1e-9 TR=2.08e-6)

.MODEL TIP35C_on npn(
+IS=7.88586e-11 BF=256.257 NF=0.951481 VAF=25.9112
+IKF=6.91656 ISE=6.4e-12 NE=3.4 BR=4.49993
+NR=1.08286 VAR=4.40924 IKR=3.69854 ISC=3.9e-13
+NC=3.99 RB=20.929 IRB=0.1 RBM=0.135255
+RE=0.000998231 RC=0.0563125 XTB=0.1 XTI=1
+EG=1.10826 CJE=1e-07 VJE=0.421306 MJE=0.693953
+TF=1e-08 XTF=1.35777 VTF=1.00063 ITF=0.9994
+CJC=5e-10 VJC=0.400277 MJC=0.409924 XCJC=0.803124
+FC=0.720291 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.5
+TR=4.99888e-07 PTF=0 KF=0 AF=1)

.model 2N3055 NPN(Bf=73 Br=2.66 Rb=.81 Rc=.0856 Re=.000856 CJC=1000P
+PC=.75 MC=.33 Tr=.5703U Is=2.37E-8 CJE=415P PE=.75 ME=.5 TF=99.52N
+NE=1.26 IK=1 Vceo=60 Icrating=10 mfg=STMicro)

.model FZT849 NPN(IS=5.8591E-13 NF=0.9919 BF=230 IKF=18 VAF=90
+ISE=2.0067E-13 NE=1.4 NR=0.9908 BR=180 IKR=6.8 VAR=20 ISC=5.3E-13
+NC=1.46 RB=0.023 RE=0.0223 RC=0.015 CJC=200E-12 MJC=0.3006 VJC=0.3532
+CJE=1.21E-9 TF=1.07E-9 TR=9.3E-9 Vceo=30 Icrating=7 mfg=Zetex)

Leider sind Modelle oft nachlässig, auch fehlerhaft erstellt, wie es dieser Artikel ja ausdrücklich vorführt. Beispielsweise sind oft fast alle Parameter beim komplementären Typ exakt gleich. Die Realität trifft das sicher nicht. Eine Reparatur eines Modells blauäugig vorzunehmen würde wahrscheinlich zu einem Mißerfolg führen. Es muß damit gerechnet werden, daß jeweils mehrere Parameter untereinander in komplexer Weise voneinander abhängen. Auch möglich ist, daß bei der Erstellung eines Modells eine bestimmte Linie verfolgt wurde. Es können Parameter vermeintlich abweichende Werte haben, was jedoch Absicht sein kann. Reparaturversuche können alles schlimmer machen, als es bereits ist (herumgedoktort). Entweder, es werden gute Modelle beschafft, oder man selbst muß Modelle von Grund auf sorgfältig herstellen, nach intensivem Lernen des dazu Notwendigen.




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