Sep 2020

Diverse elektronische Schaltungen

LTspice-Simulationen

Phasenerkennung

15.Jun.2020



Die vorstehende Schaltung ist für Wechselspannung 230 V~ an Schuko-Steckdosen bestimmt und detektiert, ob am Anschluß L eine Phase anliegt oder nicht. Dazu wird der Schutzleiter SL benutzt, der ja vor einem FI-Schutzschalter mit dem Neutralleiter N und Erdpotential verbunden ist. Wenn also an Anschluß L kein Phasenpotential ist, ist hier Schutzleiterpotential, wodurch praktisch 0 V an der Ansteuerstrecke des Transistors anliegt.

Widerstand R5 stellt den Spulenwiderstand (110 V) eines Relais dar. Dieses Relais schaltet die Phase an L an den Phasenanschluß eines Gerätes, daß bei anderer Polung defekt gehen kann. Ist die Polung falsch, bleibt das Relais unerregt und der Schuko-Stecker muß anders herum eingesteckt werden. Das Relais kann nicht direkt verwendet werden, um mit 2 Wechslern eine automatische Korrektur vorzunehmen, da über Öffner-Kontakte kurzzeitig eine falsche Polung vorliegen kann. Für eine Automatik müssen daher insgesamt 3 Relais verwendet werden.

Widerstand R3 stellt eine geeignete Spannung für R5 ein, und begrenzt den Strom wegen C2. R1 ist erforderlich, um einen genügenden Spannungsabstand (Reserve) für die Basis herzustellen. Es ist im Diagramm erkennbar, daß mit den vorliegenden Bauelement-Werten große Variationen an eben diesen möglich sind. Der Wert von C2 ist allerdings als Mindestwert anzusehen. C2 und R3 sind vom Relais (R5) abhängig. Durch höhere Kapazitäten wird die Schaltung träger. Der Transistor ist nach 20 ms eingeschaltet, nicht jedoch das Relais.

Puffer für OPV

19.Jun.2020



Die vorstehende Schaltung zeigt die einfachste Gegentakt-Pufferstufe für einen Operationsverstärker. Es wurde im Interesse von Einfachheit auf einen Ruhestrom verzichtet. In den meisten Fällen ist eine solche Lösung mehr als ausreichend. Diese Schaltung hat einen Klirrfaktor von 0,04 % bei 1 kHz. Das ist fast immer voll zufriedenstellend. Das Signal (grün) an den parallel geschalteten Basen überschreitet schnell die beiden B-E-Spannungen von insgesamt etwa 1,4 V. Am Plus-Eingang des OPV ist ein Offset von -0,17 V eingestellt. Das ergibt eine Verschiebung der Ausgangsspannung 'O' um -1 V, weil die Verstärkung vom Plus-Eingang aus 6 beträgt (R1/R2+1), wohingegen die Verstärkung für den Eingang 'I' 5 beträgt (R1/R2).

Gleichrichter mit Sieb-Drossel

09.Aug.2020



Siebdrosseln waren in den 1960er und 1970er Jahren noch zeitgemäß. Später aber nicht mehr, was hier auch demonstriert wird. Eine wirksame Siebdrossel muß eine recht hohe Induktivität haben. Es ist schwierig, diese Forderung mit einem geringen Kupfer-Widerstand zu kombinieren. Die Brummspannung ändert sich von einer Sägezahn-Form zu einer Sinus-Form durch die Anwendung einer Siebdrossel.

Die Schaltung unten ist ein RC-Glied mit nachfolgendem Darlington-Transistor als Emitterfolger geschaltet (3 Bauelemente). Diese auf einem Halbleiter-Bauelement basierende Schaltung ist der oberen Schaltung mit Elko+Drossel+Elko weit überlegen, wie der Graph der Ausgangsspannung V(ef) zeigt. Sie ist einfach intelligenter. Da Drossel L1 und Elko C1 entfallen, ist sie zudem kleiner, leichter und verursacht geringere Kosten.

Oszillatoren für induktive Näherungsschalter

25.Jun.2020



Vorstehende Schaltung ist ein Oszillator mit LC-Schwingkreis. Es handelt sich um einen der einfachsten diskreten Oszillatoren für Induktive Näherungsschalter. In solchen Geräten bestehen die Induktivitäten aus einer Wicklung HF-Litze mit Anzapfung (A) in einer Hälfte eines Ferrit-Schalenkerns, womit auch eine magnetische Kopplung besteht.

Die Induktivitäten L1 und L2 in der LTspice-Simulation bilden gemeinsam mit C1 einen Transformator, der vom Emitterfolger Q1 gespeist wird, der ja ohne Transformator eine Spannungsverstärkung von < 1 hat und damit nicht schwingen kann. Die Spannungen V(a) und V(s) zeigen die transformatorische Wirkung. Die Induktivitäten im realen Ferrit-Kern haben auch eine magnetische Kopplung über den Ferrit-Kern.

V(dc) ist eine Gleichspannung, die zu einem Schmitt-Trigger geführt werden kann, der ein digitales EIN/AUS produziert und eine genügend große Hysterese in Anbetracht der Wirkung von C2 haben muß. V(dc) bewegt sich in Abhängigkeit der Dämpfung des Schwingkreises. Diese Dämpfung bewirkt Widerstand R4, der für eine Dämpfung durch ein Metall in der Nähe der Ferrit-Spule steht. Mit R3 kann der Schaltabstand des Näherungsschalters eingestellt werden. C1 muß die Keramik-Art NP0/C0G haben.

Zwischen den Emittern von Q1 und Q2 muß die Gleichspannung 0 V sein. Andernfalls wird der Schwingkreis stark bedämpft, so daß der Oszillator nicht anschwingt. Deshalb ist anstelle von Q2:B-E auch keine einzelne Diode eingesetzt.
Der Oszillator erreicht regelmäßig eine Frequenz der Periode bedämpft/unbedämpft von 5 kHz. Der Näherungsschalter hat eben ungefähr diese maximale Schaltfrequenz.
Dieser Oszillator wurde auch mit einer Schwingfrequenz von 55 MHz konkret aufgebaut – natürlich ganz anders dimensioniert (Silberdraht-Spule, etc.).
Dieser Oszillator ist gut störfest. Andernfalls wäre er nicht für Näherungsschalter in der Industrie geeignet.


30.Jun.2020


LTspice-Schaltung.asc

Die vorstehende Schaltung ist ebenfalls ein Oszillator für Induktive Näherungsschalter. Zusätzlich ist eine Eignung für Metallsuchgeräte vorhanden. Die Schaltung ist ein Entwicklungsmuster, also kein Bestandteil eines industriellen Serienproduktes. Die Schaltung hätte zur Patentanmeldung angeboten werden können.

Dieser Oszillator hat eine extrem hohe Sensitivität. Beim anderen Oszillator weiter oben bewirkt der bedämpfende Widerstand mit 100 kΩ keine merkliche Dämpfung. Bei diesem Oszillator ist R12 mit 20 MΩ gerade eben außerhalb einer sichtbaren Bedämpfung.

Die Schaltung wurde 1989 mit einem halben Ferrit-Schalenkern 9 mm ∅ getestet. Der Standard-Schaltabstand beträgt hier 4 mm nicht-bündig. Mit diesem Oszillator konnte im Labor ein maximaler Wirkabstand von 25 mm erreicht werden. Das ist für den verwendeten Schalenkern-Durchmesser ein extrem hoher Wert. Die Schwingkreis-Induktivität benötigt hier keine Anzapfung, kommt also mit zwei Anschlüssen aus.


Standby-Schaltung mit nur 7 nA Strom

29.Jul.2020


Vorstehend eine Schaltung für einen Mikrokontroller, die im Standby-Modus die versorgende Batterie (6V) mit nur 7 nA Strom belastet. Im Aktiv-Modus beträgt der Strom durch den Transistor Q1 typisch 55 mA. An dem Transistor fallen dann etwa 30 mV ab. An R16 (10R) fallen 0,55 V ab, so daß der Mikrokontroller mit etwa 5,4 V versorgt wird.

Wird eine Taste (Sx, rechts) betätigt, wird an R5 (10k) ein PullDown mit 47 k geschaltet. Transistor Q1 wird durchgeschaltet. Kondensator C1 bewirkt über Transistor Q2 eine zeitweise Selbsthaltung (Mitkopplung) von Q1. Die Selbsthaltung wird alsbald durch die Software im Mikrokontroller mittels D1 und R10 übernommen. An C1 stellt sich längerfristig eine Spannung von ungefähr 1,5 V ein.

Wenn die Software die Spannung an D1 abschaltet, lädt sich C1 über R11 weiter bis auf etwa 5,3 V auf, bis Q2 nicht mehr genügend Basisstrom erhält, so daß in Folge auch Q1 über R8 nicht mehr im durchgeschalteten Zustand bleibt. Die Spannung am Kollektor des Q1 und damit am plusseitigen Anschluß von C1 fällt gegen Null, getrieben durch den Mikrokontroller als Lastwiderstand von etwa 100 Ohm, wodurch C1 erneut eine Mitkopplung erzeugt, die eine negative Spannung an der Basis des Q2 bewirkt. Dies sperrt Q1 beschleunigt. Anschließend entlädt sich C1 vollständig, da an seinen beiden Anschlüssen Widerstandspfade nach Masse vorhanden sind.

Der Strom 7 nA ist einfach der tatsächliche (gemessene) Sperrstrom des Q1, der laut Datenblatt maximal 20 nA betragen kann.


Notch(Kerb)-Filter mit verstellbarer Güte Q

20.Okt.2020



Die Werte der Bauelemente müssen extrem genau eingehalten werden.
Mindestens auf 0,1 % genau.
Dies gilt für R2 = R3 = 2 R1  und C2 = C3 = C1 ⁄ 2.
Die Formel f = 1 ⁄ (2π R C)  ist unabhängig von den vorstehenden Formeln.
Hier einsetzbar sind R2 oder R3 und C2 oder C3.
Voreingestellt für das Filter sind f = 50 Hz.

Es muß ein wirklich guter OPV verwendet werden. Andernfalls ist die Kurvenform stark unsymmetrisch und die Dämpfung sehr gering. Keramische Kondensatoren müssen von der Art NP0/C0G sein, oder SiCap. Folien-Kondensatoren sollten von der Art Polypropylen (PP) 63V- sein. Widerstände sollten vom Typ MELF Metallschicht sein, oder besser.

Die Schaltung im Bild oben hat maximalen Bootstrap-Effekt mit daraus folgender maximaler Güte (Q).
Die Bauelemente C1 und R1 können anstatt mit dem Ausgang mit Bezugspotential (Masse; 0V) verbunden werden. Die Güte ist dadurch minimal. Das erste Kurvendiagramm zeigt dies. Die Schaltung ist dann kein aktives Filter mehr, sondern ein passives Doppel-T mit gepuffertem Ausgang. Zu beachten sind der viel größere Frequenzbereich von 1 Hz bis 2500 Hz und die Dämpfung von etwa 107 dB.
Die Güte kann stufenlos eingestellt werden, mit einem Trimmer vom Ausgang nach Masse, Abgriff auf den Eingang eines Puffers, der eine Verstärkung von 1 hat und dessen Ausgang mit C1 und R1 verbunden ist.

Je geringer die Güte, desto toleranter ist die Schaltung gegenüber Toleranzen bei den Bauelementen. Bei maximaler Güte bewirkt eine Veränderung von C1 von 54,0 nF auf 54,1 nF das Umschlagen auf ein gänzlich anderes Verhalten der Schaltung! Bei 54,01 nF ist zwar kein Umschlagen zu beobachten, jedoch eine sehr wesentlich geringere Dämpfung, und natürlich eine Abweichung von der Soll-Frequenz.

Die Einstellung der Werte der Bauelemente muß mittels (Selektierung und) Trimmern vorgenommen werden. Trimmer gibt es für Widerstände und Kondensatoren. Der Wert eines ohmschen Trimmers in Reihe ist sehr viel geringer als der Wert des gesamten Widerstandes in Reihe. Entsprechend fein ist die Einstellung und gering der Einfluß des Trimmers auf den Gesamtwiderstand, hinsichtlich Temperaturgang und Alterung.
Die Alterung der Bauelemente ist insgesamt vernachlässigbar, da die Bauelemente keine wirksame Eigenerwärmung haben. Es werden z.B. vier Widerstände gleicher Art und mit gleichem Wert verwendet. Zwei davon sind parallel geschaltet für den halben Wert. Diese werden gleichmäßig und äußerst geringfügig altern. Die Werte untereinander bleiben folglich im genau gleichen Verhältnis. Für vier Kondensatoren gilt das ebenso, mit der Ausnahme, daß Parallelität den doppelten Wert ergibt. Nach merklicher Frequenzverschiebung durch Alterung wider Erwarten, kann entsprechend neu kalibriert werden. Die Trimmer sind ja dafür vorhanden.
Dem Temperaturgang kann entgegengewirkt werden, indem die Bauelemente eng aneinander plaziert werden und Wärmequellen darum herum in geringer Entfernung vermieden werden. Es geht hier erneut um die R und die C jeweils untereinander, aber auch um die beiden Gruppen R und C untereinander. Der OPV kann bereits eine relevant störende Wärmequelle sein. Besonders Temperaturgänge können durch viele verschiedene Methoden gemindert werden. Beispielsweise, indem sich die Temperaturgänge der Gruppen R und C gegenseitig (teilweise) aufheben. Das Produkt R × C muß (angestrebt) gleich bleiben. Bauelemente mit absichtlichem Temperaturgang (PTC, NTC, KTY) können hinzugefügt werden. Auch mit Widerständen parallel, um deren Wirkung beliebig zu reduzieren. Und vieles mehr.
Um Frequenzverschiebungen zu beseitigen, muß nur eine Gruppe R oder C entsprechend kalibriert werden. Siehe oben die Formel f. Sollte die zu dämpfende Frequenz zu stark schwanken, kann durch Reduzierung der Güte die Kerbe im Frequenzgang verbreitert werden. Beispielsweise die Netzfrequenz schwankt um maximal ±0,2 Hz. Eine solche maximale Abweichung kommt außerordentlich selten vor. Die weitaus meiste Zeit weicht die Netzfrequenz nur um ±0,02 Hz ab.



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