Sep 2020

Diverse elektronische Schaltungen

LTspice-Simulationen

Phasenerkennung

15.Jun.2020



Die vorstehende Schaltung ist für Wechselspannung 230 V~ an Schuko-Steckdosen bestimmt und detektiert, ob am Anschluß L eine Phase anliegt oder nicht. Dazu wird der Schutzleiter SL benutzt, der ja vor einem FI-Schutzschalter mit dem Neutralleiter N und Erdpotential verbunden ist. Wenn also an Anschluß L kein Phasenpotential ist, ist hier Schutzleiterpotential, wodurch praktisch 0 V an der Ansteuerstrecke des Transistors anliegt.

Widerstand R5 stellt den Spulenwiderstand (110 V) eines Relais dar. Dieses Relais schaltet die Phase an L an den Phasenanschluß eines Gerätes, daß bei anderer Polung defekt gehen kann. Ist die Polung falsch, bleibt das Relais unerregt und der Schuko-Stecker muß anders herum eingesteckt werden. Das Relais kann nicht direkt verwendet werden, um mit 2 Wechslern eine automatische Korrektur vorzunehmen, da über Öffner-Kontakte kurzzeitig eine falsche Polung vorliegen kann. Für eine Automatik müssen daher insgesamt 3 Relais verwendet werden.

Widerstand R3 stellt eine geeignete Spannung für R5 ein, und begrenzt den Strom wegen C2. R1 ist erforderlich, um einen genügenden Spannungsabstand (Reserve) für die Basis herzustellen. Es ist im Diagramm erkennbar, daß mit den vorliegenden Bauelement-Werten große Variationen an eben diesen möglich sind. Der Wert von C2 ist allerdings als Mindestwert anzusehen. C2 und R3 sind vom Relais (R5) abhängig. Durch höhere Kapazitäten wird die Schaltung träger. Der Transistor ist nach 20 ms eingeschaltet, nicht jedoch das Relais.

Puffer für OPV

19.Jun.2020



Die vorstehende Schaltung zeigt die einfachste Gegentakt-Pufferstufe für einen Operationsverstärker. Es wurde im Interesse von Einfachheit auf einen Ruhestrom verzichtet. In den meisten Fällen ist eine solche Lösung mehr als ausreichend. Diese Schaltung hat einen Klirrfaktor von 0,04 % bei 1 kHz. Das ist fast immer voll zufriedenstellend. Das Signal (grün) an den parallel geschalteten Basen überschreitet schnell die beiden B-E-Spannungen von insgesamt etwa 1,4 V. Am Plus-Eingang des OPV ist ein Offset von -0,17 V eingestellt. Das ergibt eine Verschiebung der Ausgangsspannung 'O' um -1 V, weil die Verstärkung vom Plus-Eingang aus 6 beträgt (R1/R2+1), wohingegen die Verstärkung für den Eingang 'I' 5 beträgt (R1/R2).

Gleichrichter mit Sieb-Drossel

09.Aug.2020



Siebdrosseln waren in den 1960er und 1970er Jahren noch zeitgemäß. Später aber nicht mehr, was hier auch demonstriert wird. Eine wirksame Siebdrossel muß eine recht hohe Induktivität haben. Es ist schwierig, diese Forderung mit einem geringen Kupfer-Widerstand zu kombinieren. Die Brummspannung ändert sich von einer Sägezahn-Form zu einer Sinus-Form durch die Anwendung einer Siebdrossel.

Die Schaltung unten ist ein RC-Glied mit nachfolgendem Darlington-Transistor als Emitterfolger geschaltet (3 Bauelemente). Diese auf einem Halbleiter-Bauelement basierende Schaltung ist der oberen Schaltung mit Elko+Drossel+Elko weit überlegen, wie der Graph der Ausgangsspannung V(ef) zeigt. Sie ist einfach intelligenter. Da Drossel L1 und Elko C1 entfallen, ist sie zudem kleiner, leichter und verursacht geringere Kosten.

Oszillatoren für induktive Näherungsschalter

25.Jun.2020



Vorstehende Schaltung ist ein Oszillator mit LC-Schwingkreis. Es handelt sich um einen der einfachsten diskreten Oszillatoren für Induktive Näherungsschalter. In solchen Geräten bestehen die Induktivitäten aus einer Wicklung HF-Litze mit Anzapfung (A) in einer Hälfte eines Ferrit-Schalenkerns, womit auch eine magnetische Kopplung besteht.

Die Induktivitäten L1 und L2 in der LTspice-Simulation bilden gemeinsam mit C1 einen Transformator, der vom Emitterfolger Q1 gespeist wird, der ja ohne Transformator eine Spannungsverstärkung von < 1 hat und damit nicht schwingen kann. Die Spannungen V(a) und V(s) zeigen die transformatorische Wirkung. Die Induktivitäten im realen Ferrit-Kern haben auch eine magnetische Kopplung über den Ferrit-Kern.

V(dc) ist eine Gleichspannung, die zu einem Schmitt-Trigger geführt werden kann, der ein digitales EIN/AUS produziert und eine genügend große Hysterese in Anbetracht der Wirkung von C2 haben muß. V(dc) bewegt sich in Abhängigkeit der Dämpfung des Schwingkreises. Diese Dämpfung bewirkt Widerstand R4, der für eine Dämpfung durch ein Metall in der Nähe der Ferrit-Spule steht. Mit R3 kann der Schaltabstand des Näherungsschalters eingestellt werden. C1 muß die Keramik-Art NP0/C0G haben.

Zwischen den Emittern von Q1 und Q2 muß die Gleichspannung 0 V sein. Andernfalls wird der Schwingkreis stark bedämpft, so daß der Oszillator nicht anschwingt. Deshalb ist anstelle von Q2:B-E auch keine einzelne Diode eingesetzt.
Der Oszillator erreicht regelmäßig eine Frequenz der Periode bedämpft/unbedämpft von 5 kHz. Der Näherungsschalter hat eben ungefähr diese maximale Schaltfrequenz.
Dieser Oszillator wurde auch mit einer Schwingfrequenz von 55 MHz konkret aufgebaut – natürlich ganz anders dimensioniert (Silberdraht-Spule, etc.).
Dieser Oszillator ist gut störfest. Andernfalls wäre er nicht für Näherungsschalter in der Industrie geeignet.


30.Jun.2020


LTspice-Schaltung.asc

Die vorstehende Schaltung ist ebenfalls ein Oszillator für Induktive Näherungsschalter. Zusätzlich ist eine Eignung für Metallsuchgeräte vorhanden. Die Schaltung ist ein Entwicklungsmuster, also kein Bestandteil eines industriellen Serienproduktes. Die Schaltung hätte zur Patentanmeldung angeboten werden können.

Dieser Oszillator hat eine extrem hohe Sensitivität. Beim anderen Oszillator weiter oben bewirkt der bedämpfende Widerstand mit 100 kΩ keine merkliche Dämpfung. Bei diesem Oszillator ist R12 mit 20 MΩ gerade eben außerhalb einer sichtbaren Bedämpfung.

Die Schaltung wurde 1989 mit einem halben Ferrit-Schalenkern 9 mm ∅ getestet. Der Standard-Schaltabstand beträgt hier 4 mm nicht-bündig. Mit diesem Oszillator konnte im Labor ein maximaler Wirkabstand von 25 mm erreicht werden. Das ist für den verwendeten Schalenkern-Durchmesser ein extrem hoher Wert. Die Schwingkreis-Induktivität benötigt hier keine Anzapfung, kommt also mit zwei Anschlüssen aus.


Standby-Schaltung mit nur 7 nA Strom

29.Jul.2020


Vorstehend eine Schaltung für einen Mikrokontroller, die im Standby-Modus die versorgende Batterie (6V) mit nur 7 nA Strom belastet. Im Aktiv-Modus beträgt der Strom durch den Transistor Q1 typisch 55 mA. An dem Transistor fallen dann etwa 30 mV ab. An R16 (10R) fallen 0,55 V ab, so daß der Mikrokontroller mit etwa 5,4 V versorgt wird.

Wird eine Taste (Sx, rechts) betätigt, wird an R5 (10k) ein PullDown mit 47 k geschaltet. Transistor Q1 wird durchgeschaltet. Kondensator C1 bewirkt über Transistor Q2 eine zeitweise Selbsthaltung (Mitkopplung) von Q1. Die Selbsthaltung wird alsbald durch die Software im Mikrokontroller mittels D1 und R10 übernommen. An C1 stellt sich längerfristig eine Spannung von ungefähr 1,5 V ein.

Wenn die Software die Spannung an D1 abschaltet, lädt sich C1 über R11 weiter bis auf etwa 5,3 V auf, bis Q2 nicht mehr genügend Basisstrom erhält, so daß in Folge auch Q1 über R8 nicht mehr im durchgeschalteten Zustand bleibt. Die Spannung am Kollektor des Q1 und damit am plusseitigen Anschluß von C1 fällt gegen Null, getrieben durch den Mikrokontroller als Lastwiderstand von etwa 100 Ohm, wodurch C1 erneut eine Mitkopplung erzeugt, die eine negative Spannung an der Basis des Q2 bewirkt. Dies sperrt Q1 beschleunigt. Anschließend entlädt sich C1 vollständig, da an seinen beiden Anschlüssen Widerstandspfade nach Masse vorhanden sind.

Der Strom 7 nA ist einfach der tatsächliche (gemessene) Sperrstrom des Q1, der laut Datenblatt maximal 20 nA betragen kann.



Copyright © 2020 - Helmut Schellong

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