Vor einigen Monaten (2016) wurde ein großes Audio-Projekt begonnen, das bis zur
Fertigstellung durchaus mehrere Jahre brutto dauern kann.
Das Grob-Konzept ist durch das nachfolgende Bild dargelegt:
Die Angabe 1500 W bezieht sich auf die Leistung des jeweiligen Transformators von 1500 VA. An die Lautsprecher-Chassis allein kann diese Gesamtleistung nicht abgegeben werden, denn die Transistoren der Endstufen geben Leistungswärme in ihre Kühlkörper hinein. Die Leistungs-Angaben in den Boxen beziehen sich auf die Angabe der Maximal-Leistung der Hersteller.
Diese Webseite wird immer mal wieder angepaßt werden, während der Projektlaufzeit.
Die endgültige Beschreibung und Dokumentation mit vielen Fotos und weiteren
Grafiken wird nach Abschluß des Projektes entstehen.
Die Anlage wird zu 100 % selbst entwickelt und gebaut.
Beispielsweise werden alle Schaltungen [amp7] und die
Leiterplatten selbst entwickelt.
Es werden SMD-Bauelemente mit ≥1,27 mm Pin-Abstand verwendet.
Es wurde ein absolut überlegenes Konzept beschlossen: Passive Frequenzweichen werden mit höchster Priorität vermieden. Alle Lautsprecher-Chassis werden unmittelbar an die Verstärker angeschlossen. Das erzwingt aktive Frequenzweichen; drei Frequenzwege sind vorgesehen. Ebenso zwangsläufig sind 2 × 3 Verstärker. Das ermöglicht beliebig unterschiedliche technische Auslegungen vom Vorverstärker bis zu den Lautsprecher-Chassis. Aktiv-Boxen sind wegen der Leistung von 1500 Watt pro Kanal ausgeschlossen. Das Konzept ist am besten durch den Begriff Aktives Tri-Amping erklärt. Die Gesamtleistung wurde (auch) auf 3000 VA bemessen, damit die Verstärker an einer einzigen Steckdose betrieben werden können. Eine Schuko-Steckdose kann bis zu 3700 Watt liefern. Die Anlage enthält (zunächst) keine Mikrokontroller-Elektronik.
Es gibt zwei Boxen pro Stereo-Kanal. Das ermöglicht eine unabhängige Konstruktion und die obere Box kann beliebig verschoben, gedreht und geneigt werden, was riesige Vorteile sind. Die Verstärker stehen neben den Boxen, mit Lautsprecherkabeln von nur 2 - 3 Metern Länge. Ein 3-fach-Verstärker wiegt etwa 35 kg, eine Baßbox hat etwa 250 l Volumen und wiegt etwa 80 kg. Die Baßboxen stehen wegen des hohen Gewichts auf gleichzeitig entkoppelnden Gummirollen und sind daher rollbar. Alle Boxen sind beliebig oft zerlegbar. Es werden über 700 Gewinde-Muffen M5 und M6 verwendet. Die Verstärker können von einer Person gehoben und bewegt werden. Die Baßboxen können von einer Person niedergelegt, aufgerichtet und gerollt werden. Das ist wohlüberlegtes Bestandteil des Gesamtkonzeptes.
Als Lautsprecherchassis werden die nachfolgenden verwendet (.pdf):
Tiefton
Mittelton
Hochton
Es werden 2 Tieftöner pro Baßbox verwendet.
Ein Tieftöner hat 2 Schwingspulen und somit 4 Anschlüsse.
Auf der Rückseite jeder Baßbox befindet sich ein Steckbrett mit 32 Telefonbuchsen
für Kurzschluß-Stecker, um die Tieftöner in der Box beliebig verschalten zu können.
Der Mitteltöner ist ein Tiefmitteltöner, dessen Tiefton nicht benutzt wird.
Dieses Chassis ist das high-end-igste.
Der Hochtöner ist ein Air-Motion-Transformer.
Die Chassis übernehmen jeweils ungefähr eine Dekade
Frequenz: 20 - 200 Hz ◊ 200 - 2000 Hz ◊ 2000 - 20000 Hz.
Um die Boxen mit den Verstärkern zu verbinden, werden extra dafür entwickelte 4-polige
speakON-Steckverbindungen
verwendet. Diese sind für 40 A Dauerstrom pro Kontakt spezifiziert
und deutlich professioneller als alle anderen
hier üblichen Verbindungen.
Jeder Verstärker arbeitet mit 3 × 2 Endstufen in Brückenschaltung.
Das hat verschiedene Gründe.
Die Transformation besteht aus 3 parallel geschalteten Ringkern-Transformatoren
mit je 500 VA
und 2 × 35 Veff.
Eine Sanfteinschaltvorrichtung ist vorhanden.
Die Brücken werden gespeist von einer Doppel-Betriebsspannung, wobei
zwischen
Die Hauptspannung ist mit knapp 100 Volt relativ gering. Sie wird von allen Endstufen benutzt. Der Transformator kann 21,4 Aeff dauerhaft liefern. Die Baß-Endstufe kann vom Hauptkondensator her maximal 60 A kurzzeitig liefern. An die Lautsprecher eines Kanals insgesamt können dauerhaft ungefähr 1000 Watt abgegeben werden, kurzzeitig etwa 2000 Watt. Etwa 400 Watt gehen als Verlustwärme in die Kühlkörper. Der Ruhestrom durch 24 Transistoren (4×4+4×1+4×1) ergibt 240 Watt. Die zwei Kühlkörper werden temperaturüberwacht; die Verstärker sind lüfterlos.
Eine Brückenschaltung kann eine 4-fach höhere Leistung abgeben als eine einzelne Endstufe, bei gleicher Betriebsspannung. Es fließen keine Ströme über Masse. Eine Brückenschaltung (aus zwei Endstufen) ist ein Differenzverstärker. Und zwar an Eingang und Ausgang. Das bedeutet, daß Störungen auf der Betriebsspannung prinzipbedingt nicht störend zum Differenzausgang durchwirken können, an den der Lautsprecher angeschlossen ist. Die Differenzausgänge des Vorverstärkers können folglich durchgängig bis zum Lautsprecher mit dem vorteilhaften Differenzprinzip verlängert werden.
Als Leistungstransistoren in den Endstufen werden sogenannte ALFET verwendet. Das sind Audio-Lateral-MOSFETs mit dem typischen Temperaturgang-Kreuzungspunkt bei nur etwa 200 mA Drain-Strom (--> Ruhestrom). Für die Baß-Endstufe werden je 3-4 Transistoren parallel geschaltet.
Bei Brückenschaltung von zwei Endstufen kann ein zerstörter Endstufen-Transistor
einen Lautsprecher sehr wahrscheinlich nicht beschädigen, denn dazu müßten
gleichzeitig in beiden Endstufen je ein komplementärer Transistor zerstört sein.
Jede Brückenschaltung ist mit einer aufwendigen Ausgangsstrommessung ausgestattet.
Diese Einrichtung hat einen trägen und einen flinken Zweig.
Die Wirkung beider Zweige kann stufenlos von
Die Endstufen enthalten je etwa 15 Operationsverstärker, jedoch außerhalb
des gegengekoppelten Signalpfades, insgesamt das Beste vom Besten.
Darunter sind auch Instrumentation-OPV.
Beispielsweise wird die Ausgangsgleichspannung
mittels eines Regelkreises auf Null gehalten.
Wenn der Anspruch High-End besteht, muß eben ziemlich kompromißlos
geklotzt werden. Zumindest muß professionelle Technik, wie man sie in
der Industrie erwartet, verwirklicht werden.
Massive Silberdrähte wären dabei keineswegs professionell, sondern
unprofessioneller Bullshit. Warum? Lohnender ist es, einfach Kupfer
zu verwenden, und das frei werdende Kapital in Schaltungstechnik zu stecken.
High-End bezieht sich nämlich primär auf die technischen Eigenschaften
und nicht auf unsinnige Spielereien mit massiven Edelmetallen.
Der 3-fach-Verstärker besitzt keine Bedienungselemente in der Frontplatte.
Es gibt dort lediglich sechs Anzeige-LEDs.
Die Rückseite weist mehrere Pegelsteller und viele Trimmer für die
Schutzschaltungen auf, und einen Überbrückungsschalter für die
Remote-Einschaltung vom Vorverstärker.
Hierfür wird ein 8-poliger Stecker RJ45 verwendet.
Es sind folglich 6 Leitungen frei für beispielsweise ein CAN-Bus-Signal
plus Versorgungsspannung von CAN-Geräten (4 Leitungen).
Die Verstärker sind DC-gekoppelt, es gibt keine Kondensatoren im Signalpfad.
Die Lautsprecherströme laufen nicht über Relais-Kontakte, weil die
Schaltungstechnik dies entbehrlich macht.
Es sind diverse gestufte Einschaltfunktionen mit Hysterese vorhanden.
Eine große Anzahl von Spannungsreglern befinden sich im Verstärker. Die Spannungen ±24 V werden im Gerät verteilt. Die Brummunterdrückung beträgt 80 db. Auf den Platinen werden daraus weitere kleinere ±Spannungen gewonnen. Die Brummunterdrückung beträgt hier weitere ≥45 db. Möglichst viel Schaltung wird von stabilisierten Spannungen versorgt. Die einzige nicht stabilisierte Spannung ist die Hauptspannung ±50 V, die die die Lautsprecher treibenden Leistungstransistoren versorgt.
Der Vorverstärker enthält die Frequenzweichen plus eine Tiefbaßanpassung. Die Hoch- und Tiefpässe sind 8. Ordnung mit 48 db pro Oktave. Natürlich werden impulsfeste Polypropylen-Kondensatoren verwendet. Auch hier sind die Operationsverstärker das Beste vom Besten. Beispieldaten: Klirr+Rauschen 0,000015 % ◊ Rauschen 1,1 nV/√Hz ◊ 40 MHz ◊ 27 V/µs. Es werden Digital-Potentiometer mit Reedrelais verwendet, mit einer Lebensdauer von mindestens hunderten Mio. Schaltvorgängen. Insbesondere kann die Lautstärke der drei Frequenzbereiche getrennt eingestellt werden, wodurch unter anderem Unterschiede beim Wirkungsgrad der Lautsprecher bedeutungslos werden. Es werden symmetrische Differenz-Ausgänge an 2000 Ω verwendet, per XLR-Steckverbindung.
Die üblichen Verbindungen von Lautsprecherkabeln sind im Grunde
unprofessioneller Bullshit.
Schraub- und Klemmterminals für einzelne Drahtenden sind eigentlich
für temporäre Verbindungen im Elektrolabor gedacht.
Kabel mit heraushängenden Einzeldrähten sind kritikwürdig und können
frei zugänglich gefährliche Spannungen bei größeren Leistungen führen.
Eine Zugentlastung existiert nicht.
Bei speakON-Verbindungen ist alles isoliert und für 250 V zugelassen.
Die Steckverbindung ist zwangsverriegelt und kann verpolungssicher
innerhalb von einer Sekunde gesteckt wie auch gezogen werden.
Es ist eine professionelle Spannzangen-Zugentlastung vorhanden.
Farbcodierung steht zur Verfügung.
Nur ein Merkmal ist negativ aufgefallen:
Die FASTON-Flachsteckverbindungen 6,35 mm bei bestimmten Einbausteckern können
garantiert keine 40 A führen.
Datenblätter nennen 16 A bis 24 A, je nach Material, Beschichtung
und Drahtquerschnitt.
Relais mit Kontakten für 30 A sind mit Steckzungen mit 9,5 mm Breite
und 1,2 mm Dicke ausgerüstet.
Dies Beispiel zeigt deutlich, daß 40 A nicht möglich sind.
Dabei geht es nicht um die Steckzungen, die durchaus mit 40 A belastbar sind,
sondern um den Kontakt-Übergangswiderstand, an dem ja Wärme entsteht, und
um den Flachstecker aus dünnem federnden Blech
aus Bronze oder Messing (0,35 mm).
Das Projekt wurde nach wenigen Monaten im Jahr 2016, bis Oktober 2019 unterbrochen. Und das war gut so, denn nun gibt es u.a. neue Möglichkeiten, um wichtige Teile des Projekts herzustellen. Beispielsweise werden nun Faserlaser zum hochpräzisen Ausschneiden von beliebigen Bereichen eines Bleches angeboten.
In 2016 wurden 6 verschiedene Schaltpläne von Endstufen erstellt,
mittels der Software LTspice simuliert und intensiv untersucht.
Alle Schaltungen haben befriedigend bis gut funktioniert.
Es wurden Klirrfaktoren und dynamische Ausgangswiderstände von 0.0x erreicht.
Jedesmal wurde ein besonderes Konzept angewandt.
Nämlich eine Anordnung der Drain-Anschlüsse der Ausgangs-MOSFET-Transistoren
zum Ausgang hin, anstatt die Source-Anschlüsse dem Ausgang zuzuordnen.
Dieses Konzept bietet einige eminente Vorteile, hat aber leider insbesondere
bei Verwendung für Audio-Endstufen Nachteile,
die in ihrer Gesamtheit nicht vernünftig besiegt werden konnten.
Das Wort Sackgasse
ist für diese Schaltungs-Situation zutreffend:
Die sechste Endstufe 2016
Aus diesem Grund wird das klassische Konzept, welches seit spätestens den 1970ern bekannt ist, (wieder) favorisiert. Eine vollkommen symmetrische Schaltung zeigt glänzende Ergebnisse. Dies ist eine Endstufen-Schaltung aus der ALFET-Szene, die als Vorlage verwendet wird. Allerdings muß nun neben der Spannungsversorgung mit ±50V (21A~) eine weitere Versorgung mit etwa ±70V für die Endstufen-Vorstufe vorgesehen werden, was ein Nachteil des klassischen Konzepts ist. Weiterhin muß die Spannungsfestigkeit der dort verwendeten Transistoren entsprechend mindestens 140V betragen. Bei dem anderen, in 2016 untersuchten Konzept, reichte eine Versorgung mit ±18V aus, was viele Vorteile hat.
Ende Nov. 2019, Feb. 2020
Einige Daten aus der Simulation mit LTspice:
| Parameter | Bedingungen | Frequenz | Wert |
|---|---|---|---|
| Allgemeingültig | Last: 4 Ω | ||
| Klirrfaktor (8 Harmonische) |
Ausgangsspannung ±1,4 Vs |
1 kHz | 0.000026 % |
| 30 kHz | 0.0014 % | ||
| 200 kHz | 0.045 % | ||
| Ausgangsspannung ±47 Vs |
1 kHz | 0.002 % | |
| 30 kHz | 0.06 % | ||
| 200 kHz | 0.45 % | ||
| Dynamischer Ausgangswiderstand |
– | 1 kHz | 0.00035 Ω |
| 20 kHz | 0.006 Ω | ||
| 200 kHz | 0.056 Ω | ||
| Bandbreite | -3 dB | – | ∼700 kHz |
| Spannungsanstiegs- geschwindigkeit (slew rate) | aktuell | – | 152 V/µs |
| initial | – | 53 V/µs | |
Ein Klirrfaktor bei 1 kHz hat eine gesteigerte Wichtigkeit, da alle Harmonischen von der Frequenz her hörbar sind. Die Daten stammen von einer einzelnen Endstufe, nicht von zwei Endstufen in Brückenschaltung. Eine Brückenschaltung hat ±94 V Ausgangsspannung und entsprechend mehr Strom.
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In Blau der Gate-Strom (rechte Skala):
Sinus 200 kHz
Sinus 400 Hz; 0.8 Ohm
Es ist zu beachten, daß der Gate-Strom bei dieser niedrigen Frequenz
von seiner Höhe her kaum von Bedeutung ist.
Die Belastung des Treibers ist sehr gering.
Für Baß- und Mittelton-Endstufe liegen sehr geringe Frequenzen vor.
Nur die Hochton-Endstufe stellt gehobene Ansprüche, hinsichtlich
der Frequenzhöhe.
Rechteck 100 kHz
Ein Rechtecksignal ermöglicht einfach die Feststellung der Slew rate [V/µs].
Die unerwünschte Kurvenform (im Detail) nach einem Anstieg und einem Abfall
ermöglicht erfahrenen Entwicklern eine Einschätzung der Eigenschaften der
vorliegenden Schaltung.
Dieses leichte Überschwingen wird deutlich kleiner, wenn die Schaltung von
der vorliegenden Slew rate von etwa 150 V/µs auf 50 V/µs verlangsamt wird.
Die Kurvenform sollte möglichst gut einem Trapez entsprechen, also nicht
verbogen sein, was die großen Längen angeht.
Frequenzgang bis 300 kHz
Bei diesem Frequenzgang-Diagramm gilt es zu beachten, daß die linke Skala
sehr geringe Abstände [dB] anzeigt.
Es ist deutlich erkennbar, daß es nicht übertrieben ist, wenn ein Verstärker
mehrere 100 kHz mit nur geringer Dämpfung verstärken kann.
Denn auch bei einer Bandbreite (-3dB) von 300 kHz weichen Phase und Amplitude
deswegen bereits bei 20 kHz eindeutig erkennbar vom Optimum ab.
Differenz Ausgang-Eingang
Eine generierte und in Amplitude und Phase angepaßte Eingangsspannung
wurde von der Ausgangsspannung subtrahiert.
Das Resultat ist die Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangs-Signal.
Also das, was die Endstufe dem Quell-Signal an Verzerrungen hinzufügt.
Die Genauigkeit ist abhängig von dem Abgleich von Amplitude und Phase.
Als regelrechter Meßwert ist das Ergebnis nicht geeignet, sondern, um
den Betrag und die Art der Verzerrungen (optisch) zu erkennen, und wo
zwecks Verbesserung angesetzt werden kann.
Zum Abgleich wurden die Verstärkung der Endstufe (10,36) und deren
Phasenverschiebung (16,8° bei 200 kHz) verwendet.
Das grüne und das blaue Signal stehen im Diagramm übereinander.
Die Differenz wurde mit 100 multipliziert.
Es ist ein DC-Offset erkennbar, weil der Servo für die DC-Ausgangsspannung
den Ausgang zum Zeitpunkt noch nicht ganz genullt hat.
22.Dez.2019
Die erste Platine start ist fertig.
PCB mit Start-Funktionen
Es ist eine StandBy-Funktion.
Solange der Hauptschalter EIN ist, steht diese Schaltung unter Betriebsspannung.
Die blaue LED StandBy
leuchtet währenddessen.
Der Verbrauch beträgt nur 0,7+0,5 Watt.
Alles andere ist AUS und wird über zwei Relais eingeschaltet.
Ein Einschalten erfolgt, falls ein Einschalter am Endverstärker
oder am entfernten Vorverstärker eingeschaltet ist.
Das Haupt-Relais wird nach etwa 40 ms eingeschaltet.
Das zweite Relais dient einem Einschalt-Überstromschutz.
Dieses wird nach ungefähr 0,5 Sekunden eingeschaltet.
Nun wird die grüne LED EIN
eingeschaltet.
Es sind 4 weitere LEDs vorhanden, als Fehler-Anzeige:
Rot,
Gelb,
Orange,
Pink.
Fehlerzuordnung: Temperatur, Baßverstärker, Mittenverstärker, Höhenverstärker.
Es werden vier Temperaturen gemessen: Transformator, Lade-Elkos,
linker und rechter Kühlkörper.
Die drei Verstärker haben jeweils 4 verschiedene Gründe, Fehler anzuzeigen.
Jeder Fehler schaltet sofort das Eingangssignal ab und das Gerät aus.
Ein Fehler kann nur durch Ausschalten des Hauptschalters gelöscht werden.
Die Messungen und Erkennungen für die Fehler der drei Verstärker
werden nicht auf dieser start-Platine vorgenommen.
An der Rückseite des Gerätes können 4x4=16 Limits eingestellt werden.
Die 4 Temperaturen und die je 4 Fehler der drei Endstufen.
Es wird jeweils eine Spannung 0..10 Volt eingestellt.
Beispielsweise entspricht 10 Volt einer Temperatur von 100°C.
Die Spannungen 0..10V sind auf der Rückseite meßbar.
25.Dez.2019
Formieren der Elektrolyt-Kondensatoren
Nach 3,5 Jahren Lagerzeit wurden die großen Lade-Elkos vorsichtig in Betrieb genommen.
Es sind vier Elkos EPCOS 47000 µF · 100 V.
Darüber hinaus wurden sie weiter chemisch formiert, zu einer erhöhten Nennspannung
von etwa 130 Volt.
Trotz 2,4 A Ruhestrom (240 W) sind bei 237 V Netzspannung 100 V an den Elkos erreicht.
Elkos mit 120 V wären folglich ideal gewesen.
Jedoch hochkapazitive Elkos mit mehr als 100 V stellt EPCOS nicht her.
Dies ist der Grund für die elektrochemische Höherformierung.
Nach dieser Behandlung liegt der Leckstrom bei 100 V bei nur 50 µA.
Der Leckstrom ist bei 125/130 V mit 5 mA etwa halb so hoch, wie
der Maximal-Wert laut Datenblatt: 9,4 mA.
Diese Kondensatoren von EPCOS zeigen bei einem Nennwert von
UR = 100 V
aufgrund ihres Verhaltens eine wirkliche Spannungsfestigkeit von 125 V
(allerdings bei 20°C).
Siemens-Kondensatoren waren schon immer robust.
30.Dez.2019
Transformatoren und Kühlkörper
Insgesamt sind 6 Ringkerntransformatoren mit je 500 VA und 4 Kühlkörper
300×200×85 mm³ für beide Dreifach-Endstufen vorhanden.
31.Dez.2019
Test des Netzteils
Drei primär parallel geschaltete Transformatoren (1500 VA) haben einen
primären Leerlauf-Strom von 36 mA, bei offenen Sekundär-Wicklungen.
Sind alle Sekundär-Wicklungen parallel geschaltet, beträgt dieser
Leerlauf-Strom 38 mA. Ausgleichsströme sind folglich vernachlässigbar.
Die Schalter sind zwecks zeitweiser Überbrückung des Stoßstrombegrenzungswiderstands
(hinter Lüsterklemme, messingfarben, 15 Ω, 50 W)
und der Strom-Messung (gelbe Telefonbuchsen) vorhanden.
Ein Lastwiderstand mit etwa 250 W (links) bildet eine dem späteren Ruhestrom
entsprechende Last (ca. 2,4 A an 100 V).
Der Brückengleichrichter verträgt dauerhaft einen Strom von 35 A bei einer
Gehäusetemperatur von 85°C.
Die Kondensatoren haben gemeinsam einen ESR von nur 0,0015 Ω,
der bis etwa 30 kHz so niedrig bleibt.
Der maximale Ripple-Strom beträgt dauerhafte 114 A.
Die Lebensdauer dürfte sich bei der geplanten Verwendung in einem Audio-Verstärker
zu mindestens 250000 h ergeben.
Der Stoßstrombegrenzungswiderstand wird um etwa 7°C wärmer, durch einen
Einschaltvorgang plus Aufladung der Ladekondensatoren.
Falls er durch Fehler nicht überbrückt wird, verträgt er eine Sekundärlast
von 250 W dauerhaft.
In die Lüsterklemmen links wurden Kupferblechstreifen eingesteckt, weil ohne
diese die jeweils drei massiven Drähte der Sekundär-Wicklungen
nicht festklemmbar waren.
Netzteil-Simulationen
10.Aug.2020
Simulation Netzteil 0,07
Rechts befindet sich eine möglicherweise nicht auf einen Blick sichtbare Strom-Skala.
Es ist zu beachten, daß der Strom I(R5) durch 20 dividiert ist!
Dieser Strom ist in der Spitze etwa 500 A hoch.
In der Realität wird sich ein solch hoher Strom wohl nicht einstellen.
In der Simulation fehlen nämlich die magnetischen Widerstände eines realen Transformators.
Kondensator C3 hat einen ESR von 0,0015 Ω bis 30 kHz.
Der Strom durch R4 simuliert gewaltige Baßstöße.
Die Induktivitäten L1, L2 sind durch entsprechende Werteinträge
außer Wirkung gesetzt.
Test des realen Netzteils.
Simulation Netzteil 2,3
Rechts befindet sich eine möglicherweise nicht auf einen Blick sichtbare Strom-Skala.
Es ist zu beachten, daß der Strom I(R5) durch 5 dividiert ist!
Es wird hier ein sekundärer Kupferwiderstand von
2 × 2,3 Ω
angenommen, um sekundär einen primären Stromstoßbegrenzungs-Widerstand
von 15 Ω zu simulieren.
Dadurch ist der Strom I(R5) beträchtlich geringer als mit
2 × 0,07 Ω Kupferwiderstand.
Die gewünschte Wirkung des Begrenzungs-Widerstands wurde folglich erreicht.
Die Induktivitäten L1, L2 sind durch entsprechende Werteinträge
außer Wirkung gesetzt.
Test des realen Netzteils.
Am Rande des Audio-Projektes wurden verschiedene Wärmeleitmaterialien getestet. Die Leistungs-MOSFET (AlFet) werden zwar alle auf Isolier-Keramikfolien mit Klemmfeder montiert. Aber diverse einzelne Transistoren auch mit Wärmeleitpaste.
| Material | Dicke [mm] | T_tr [°C] | T_KK [°C] | Rth [°C/W] absolut | Rth [°Cm²/mW] spezifisch |
|---|---|---|---|---|---|
| - ohne - | 6,12 | 67.0 | 61.0 | 0,56 | 0,0001316 |
| Arctic Silver 5 | 6,14 | 61,7 | 60,7 | 0,093 | 1,093 |
| Fischer Elektronik | 6,12 | 64,1 | 62,4 | 0,16 | 0,0000376 |
| Kerafol Pad | 6,30 | 68,3 | 60,5 | 0,73 | 0,953 |
| 21,5 V 0,5 A ⇒ 10,75 W Transistor: TIP146, 235mm², Rth_jc=1 |
Rtha = Rths · d / A
d = [m] ; A = [m²] |
||||
Anm.: Temperaturdifferenzen ΔT sind hier maßgebend,
absolute Temperaturen irrelevant.
Für die erste und dritte Wertezeile (Schichtdicke=0)
gilt d = 1 = konst.
Es wurden ein Kupferblech 600×60×1,5 mm³, eine
Mikrometer-Schraube und der oben genannte Transistor verwendet.
Arctic Silver wirkt zäh-schmatzend-geschmeidig und behält seine
Schichtdicke unter relativ hohem Druck. Es fließt nicht und wird nicht
an den Rändern heraus gedrückt.
Jedenfalls nicht bei der bei diesem Test vorliegenden Schichtdicke
von 0,02 mm.
Hingegen normale weiße WLP mit Silikon-Öl verhält sich wie eine
steife Creme und wird unter Druck weitgehend zu den Rändern
heraus gepreßt, bis die höchsten Punkte aneinander stoßen −
Metall auf Metall.
Deshalb konnte auch keine Schichtdicke festgestellt werden:
6,12 − 6,12 = 0.
Die deutlich besten Eigenschaften hat Arctic Silver 5 gezeigt. Das bestätigt auch entsprechende Erfahrungen aus der Vergangenheit. Die Isolierfolie ist außer Konkurrenz, denn sie soll elektrisch isolieren und dabei dennoch befriedigend die Wärme ableiten. Deren Wärmewiderstand wird mit einem größeren Transistor-Gehäuse etwa so hoch sein wie der innere Widerstand im Transistor-Gehäuse (0,5).
Die oft gezeigten Verarbeitungsarten, die ein Plattdrücken eines runden Kleckses oder eines Stranges empfehlen, sind gänzlich ungeeignet (s.u.). Am besten geeignet ist es, eine möglichst dünne und gleichzeitig gleichmäßige Schicht Paste ganzflächig aufzutragen.
Verformbares Wärmeleitmaterial unter Druck kann dadurch seine Wärmeleitfähigkeit mehrfach verbessern! Je mehr Druck, desto geringer der Wärmewiderstand. Unter Druck standen nur Arctic Silver 5 und das keramische Pad. Die weiße WLP verlor ihren Druck, nachdem sie zu den Rändern heraus gepreßt war. Arctic Silver 5 kann ihre guten Werte der Eigenschaft verdanken, daß sie ihre Schichtdicke auch unter Druck beibehält. Das Fachwort dafür lautet Verdrückung.
Ein Auftragen durch Plattdrücken (s.o.) hat gewaltige Nachteile:
Es ist erstaunlich, daß Verarbeitungsmethoden empfohlen werden, die den effektiven Wärmewiderstand auf den 3-fachen Wert (!) bringen können, gegenüber einer optimalen Verarbeitungsmethode, und zudem eine schwer kontrollierbare Kleckserei und Schmiererei zur Folge haben können. Die mögliche Verschlechterung des Wärmewiderstandes ist derartig groß, daß viele gegebene gute Tipps mehr als aufgewogen werden. Eine von Herstellern beispielhaft genannte Schichtdicke ist 0,003 Zoll. Das ist 0,0762 mm. In der Wertetabelle ist jedoch eine mit anderer Methode problemlos erreichbare Schichtdicke von 0,02 mm eingetragen.
Für jeden der drei Verstärker ist ein Pegelsteller vorhanden, der aus jeweils zwei 12-stufigen DIP-Schaltern besteht. Zwei Schalter, weil das Differenzsignal vom Vorverstärker (20 V) bis zum Differenzeingang der Brückenverstärker verläuft. Ein Brückenendverstärker hat eine Eingangsempfindlichkeit von 7 V. Ein Pegelsteller ist also erforderlich:
| # | Eingangs- empfind- lichkeit [V] | Pegel |
|---|---|---|
| 0 | 0,775 | 0 dBu |
| 1 | 1,228 | 4 dBu |
| 2 | 1,55 | 6 dBu |
| 3 | 3,1 | 12 dBu |
| 4 | 7,0 | |
| 5 | 20,0 | 0 dB |
| 6 | 28,2 | -3 dB |
| 7 | 40,0 | -6 dB |
| 8 | 56,4 | -9 dB |
| 9 | 80,0 | -12 dB |
| 10 | 112,0 | -15 dB |
| 11 | 160,0 | -18 dB |
| 12 | 224,0 | -21 dB |
Die Spannungen entsprechen etwa der Clipping-Grenze. Bei Stufe 4 ist die Verstärkung des Pegelstellers 1. Die Grundstellung ist Stufe 5. Das Signal wird beginnend mit dieser Stufe gedämpft. Bei Stufe 0 ist kein DIP-Schalter geschlossen. Der Pegelsteller ist wegen notwendiger oder eventuell notwendig werdender Anpassung vorhanden. Stufen mit Dämpfung sind vorhanden, um einen hohen Sicherheitsabstand einstellen und auf dem Verbindungskabel hohe Pegel betreiben zu können. Hohe Pegel verbessern den Fremdspannungsabstand.
Alle Operationsverstärker werden mit einer Betriebsspannung von ±18 V versorgt. Deren Ausgangssignal kann daher problemlos ±14 V betragen, was einem Effektivwert von 10 V entspricht, wobei der Effektivwert eines Sinus-Signals gemeint ist.
1.-13.Jan.2020
In den Vorverstärker werden 4 Frequenzweichen pro Stereo-Kanal eingebaut werden.
Eine Weiche 1. Ordnung für die Anhebung des Sub-Baß
und Weichen 8. Ordnung für Baß, Mitten und Höhen.
Die Weiche für die Mitten besteht aus Tiefpaß und Hochpaß, je 8. Ordnung.
Als Konzept wurden gewählt: Filterart
Die Lautstärkeeinstellung erfolgt nach den Weichen, vor den 6 Leitungstreibern.
Die Weichen werden also hochpegelig betrieben, eventuell bis
zu 10 Veff.
Es war nicht ganz einfach, eine zum Konzept passende Filter-Theorie nebst passender Koeffizienten-Tabellen zu finden, die ohne Fehler präsentiert sind.
Die Schaltungen des Vorverstärkers werden nicht mit Differenz-Ausgängen ausgestattet, mit Ausnahme der sechs Leitungstreiber ganz am Ende. Die Hauptgründe dafür sind der Umstand, daß keine externe Signal-Quelle einen Differenzausgang haben wird, und der immense Aufwand. Beispielsweise müßten die meisten frequenzbestimmenden Bauelemente der Frequenzweichen doppelt vorhanden und auch noch ganz genau (0,1%) gleich sein. Desweiteren würden merkbare Vorteile wohl nicht zutage treten. Allerdings werden XLR-Steckbuchsen auch an den Eingängen verwendet werden.
Die Berechnung der Filter-Bauelemente erfolgt durch ein
Oben ist der Wert 4119,9 Ω zu sehen, für dessen Realisierung eine große Anzahl von Parallel-Schaltungen angeboten werden. Es kann so vermieden werden, daß bestimmte Widerstandswerte gehäuft verwendet werden müssen. Es sind genügend Widerstände von 10 Ω bis 1 MΩ vorhanden. Links ist jeweils die Abweichung vom Sollwert in ppm angegeben.
Die Filterschaltungen mit MFB (MultipleFeedBack) haben gegenüber den Sallen-Key-Schaltungen mehrere Vorteile - sie sind qualitativ wesentlich besser, bringen aber auch Unbequemlichkeiten mit. MFB soll gewählt werden bei höheren Verstärkungen und höherer Güte Q. Sallen-Key fällt beim Frequenzgang im Sperrbereich auf etwa -65 dB und steigt bei höheren Frequenzen wieder hoch auf etwa -25 dB. MFS hingegen fällt auf mindestens -100 dB und steigt erst bei wesentlich höheren Frequenzen auf etwa -50 dB, und ist damit beträchtlich besser als Sallen-Key. Bei MFB sind auch Verstärkungen unter 1 einstellbar. Unbequem ist bei MFB, daß beim Hochpaß die Verstärkung im Paßband durch das Verhältnis zweier Kondensatoren bestimmt wird. Jede MFB-Schaltung invertiert das Signal.
Filter-Diagramm
10. Ordnung • Bessel • 200 Hz
Das vorstehende Bild beweist, daß Mathematik und Schaltung korrekt sind.
Tiefpaß und Hochpaß passen zusammen und haben im Sperrbereich -60 dB pro Oktave.
Fünf invertierende Schaltungen hintereinander ergeben eine Invertierung, eine
Phasenverschiebung um 180°.
Das Filter für Mittelton hat 10 Schaltungen hintereinander, also keine Invertierung.
Notwendige gezielte Invertierungen können an abschließenden Differenz-Leitungstreibern
vorgenommen werden.
Die Welligkeit in der Summenkurve beträgt etwa 2 dB und spielt keine Rolle, da
Lautsprecher-Chassis viel stärkere Auf und Ab in ihrem Frequenzgang enthalten.
Außerdem kommen die Wirkungen von Box und Raumakustik hinzu.
Es ist wahrscheinlich, daß die Pegel aller Weichen unterschiedlich eingestellt
werden müssen, um an die unterschiedliche Effizienz der Chassis anzupassen.
Dies kann am Vorverstärker vorne geschehen, wie auch an den einzelnen Endstufen
der Dreifach-Endstufen hinten.
Filter nach Linkwitz-Riley müssen hier nicht verwendet werden.
Die Eckfrequenz der Filter beträgt 200 Hz.
Bei 700 Hz, die noch im Bereich des Tieftöners liegen, ist der Spannungs-Pegel
auf etwa -47 dB (1⁄224) abgesunken.
Der Tief-Mitteltöner kann herab bis 32 Hz (-92 dB; 1⁄39811).
Diese Eckfrequenz ist also gut gewählt.
Der Tief-Mitteltöner (200 Hz - 2000 Hz) wird weitab
von seiner Resonanzfrequenz betrieben und mit wesentlich weniger
Leistung beaufschlagt.
Es wird sichtbar, daß die hohe Ordnung von 10 kaum übertrieben ist.
Ordnung 8 wäre aber ausreichend.
Hinter den Filtern sind Abschwächer und Leitungstreiber angeordnet.
Die Filter werden mit 10 Veff betrieben.
Das sind ±14 V.
Die Leitungstreiber treiben mit
20 Veff = 56 Vpp.
Das erhöht den Fremdspannungsabstand und verringert den Klirrfaktor
um einen Divisor von mehreren Hundert!
Filter-Diagramm
8. Ordnung • Bessel • 200 Hz • 2000 Hz
Ganz oben sind Links zu allen Lautsprecher-Datenblättern angegeben.
Hier nochmals zum
Tief-Mitteltöner.
Bei Lautsprechern für tiefe Frequenzen ist erkennbar, daß beginnend von 100 Hz
bis 20 Hz der Pegel ziemlich gleichmäßig um etwa
10 dB .. 20 dB absinkt. Das ist charakteristisch.
Mitteltöner und Hochtöner werden per Frequenzweiche nach diesem Abfallbereich
eingesetzt. Bei diesem Projekt ab 200 Hz und ab 2000 Hz.
Bei Tieftönern jedoch muß der Abfallbereich voll hineingenommen werden.
Aus diesem Grund wurde ein Subbaß-Filter 1. Ordnung mit dem
Tiefpaß 8. Ordnung kombiniert. Zugehörig ist die grüne Kurve V(sb).
Die hellblaue Kurve zeigt den Bandpaß für Mittelton
200 Hz .. 2000 Hz, der aus einem
Tiefpaß 2000 und einem nachfolgenden Hochpaß 200 besteht.
Der Hochpaß 2000 für den Hochtöner ist hier nicht gezeigt.
Es ist kaum zu verstehen, daß HighEnd-Lautsprecher regelmäßig sehr teure und sehr schwere passive Frequenzweichen aus R,L,C vor den Lautsprecher-Chassis verwenden. Das widerspricht vollkommen den Gedanken zu High End. Das diesem Projekt zugrunde liegende Konzept wird offenbar woanders kaum verfolgt. Es ist das Konzept eines Aktiven Tri-Amping. Im vorliegenden Leistungsbereich können keine Endstufen in eine Lautsprecherbox integriert werden. Deshalb müssen diese neben der Box stehen.
27.Mai.2020
Gezeigt ist nur die Schaltung für +72 V:
LTspice-Schaltung.asc
Brummspannung am Ausgang bei Vollast: ∼ 1,5 mVss
Brummunterdrückung: > 60 dB
Eine Besonderheit ist die sehr geringe Ladekapazität
C2 = 440 µF (2×220).
Das war möglich wegen der hohen Spannungsreserve, die wiederum
wegen des geringen Ausgangsstromes von maximal 300 mA entstand.
Das führte auch zu einem hohen sekundären Kupfer-Widerstand, der
Brummspannung an C2 reduziert.
Die Brummspannung am Ausgang muß auch nicht so gering sein, wie sie ist.
26.Mai.2020
Schaltung links:
P ist eine Spannung (20 V) wie sie von einem OPV kommen kann.
Am Emitter Q1 ist diese Spannung auf etwa +5 V begrenzt.
Der Spannungsteiler kann mehrere Transistoren versorgen, wenn
dann die kleine gegenseitige Abhängigkeit nicht stört.
Der Kondensator ist unbedingt erforderlich.
Er wirkt etwa 1/3 einer Halbperiode.
Es handelt sich um eine Basisschaltung.
Deshalb sieht das Signal so gut aus.
Ein- und Ausgang ist der Emitter.
Man beachte die geringe Sperrspannung B-E von oft nur 5 V.
Negative Spannung kann weitgehend entfernt werden durch eine
(Schottky-)Diode zwischen E-C.
Die Frequenz beträgt 2,5 kHz.
Schaltung rechts:
P ist eine Spannung (20 V) wie sie von einem OPV kommen kann.
Die Signalspannung (P,S) sollte außerhalb einer Schutzsituation
maximal etwa 5 V betragen.
Der Innenwiderstand der Signalquelle beträgt 5 MΩ.
Trotzdem wird das Signal kaum merklich von der Schutzschaltung
(mit dem gezeigten Dioden-Typ von D1) beeinflußt.
Parallel zur Begrenzer-Diode D2 befindet sich C2 = 470 nF,
der hohe Wert nur für Demonstrationszwecke.
Diese riesige Kapazität wird vom Signal S abgekoppelt und ist
auf das Signal wirkungslos, solange D1 sperrt.
D2 wird durch V3 vorgespannt, Strom wenige mA.
D2 kann insbesondere auch eine TVS-Diode sein (hohe Kapazität).
Dazu paßt z.B. eine Gleichrichterdiode 1N400X.
R4 sollte damit aber deutlich geringer als 5 MΩ sein.
Die fallende Flanke von S wird durch die Schutzschaltung
sichtbar beeinflußt, wegen der Sperrverzögerungszeit.
Die Schutzschaltung begrenzt S auf etwa 6,6 V
mit dem gezeigten Typ von D2.
14.Aug.2020
Die Frequenz beträgt hier 50 MHz, um zu demonstrieren, wie schnell diese
Begrenzungs-Schaltungen sind, trotzdem Q1 ein NF-Transistor ist.
Dieser Transistor befindet sich in Basis-Schaltung, was sehr günstig für
hohe Frequenzen ist.
Die Spannung V1 beträgt im Unterschied zur Schaltung oben nur 1,4 V, um
die Ansprüche an Transistor Q1 noch höher zu schrauben.
Die zu begrenzende Spannung V2 beträgt 20 V.
Die Bauelemente (außer den Widerständen) basieren auf Spice-Modellen
aus der Standard-Library.
18.Jan.2020
Zu Anfang waren 4 Stereo-Potis und 1 Einzel-Poti geplant, für Lautstärke, Balance, Baß, Mitten, Höhen. Das Poti für Lautstärke sollte besonders hochwertig sein, mit einer Lebensdauer von mindestens 1 Million Rotationen. Es stellte sich heraus, daß die Lautstärken nach den Frequenzweichen eingestellt werden sollten, also vor den Ausgangs-Leitungstreibern. Das hatte zur Folge, daß das Poti für die Lautstärke ein 6-fach-Poti (2 × Baß+Mitten+Höhen) sein muß, daß also die 6 Drehachsen rotationell mechanisch parallel geschaltet werden müssen. Das wiederum ergibt eine Baulänge von etwa 25 cm netto, was sehr unbequem ist.
Operationsverstärker in Audio-Anwendung vermindern ihren Klirrfaktor mit
der Höhe ihrer Ausgangs-Amplitude.
Diese beiden Größen sind also umgekehrt proportional.
Der Klirrfaktor kann dadurch durchaus 500-fach besser sein!
Beispiel: 0,01 V ⇒ 0,005% ◊ 10 V ⇒ 0,000006%.
Außerdem sinkt der Fremdspannungsabstand durch große Amplituden des Nutzsignals.
Dies ist der Grund für die neue Position der Lautstärken-Potis im Signalpfad.
Die Frequenzweichen werden also mit Maximalsignal ±14 V betrieben.
Das Signal der Ausgangs-Leitungstreiber ist angestrebt doppelt so hoch.
Dadurch ist der Fremdspannungsabstand auf den Verbindungskabeln zu den Endstufen
(18 m max.) ebenfalls sehr hoch. Ungeachtet der übertragenen
Differenzspannung, die prinzipiell ohnehin kaum störbar ist.
Das Konzept mit natürlichen Potentiometern wurde wegen der Notwendigkeit eines mechanischen 6-fach-Potis fallen gelassen. Verwandte Alternativlösungen sind ultra-teuer und dennoch schwer zu handhaben. Es wird die Entwicklung von Einstellelementen mit durch Reedrelais geschalteten Widerständen begonnen, die von Drehimpulsgebern angetrieben werden. Das hat massive Vorteile:
Die Drehgeber zählen jeweils einen Binärzähler mit 6 Bit hoch oder
herab, bei Rechts- oder Linksdrehung.
Ein solcher Binärzähler hat eine Auflösung von 64 Stufen.
Die Drehgeber geben 24 Impulse pro Umdrehung.
Es ergeben sich knapp 3 Umdrehungen eines Drehgebers für die 64 Stufen.
Ein Einstellelement hat in 1-fach-Ausführung
2 × 6 oder 1 × 6 Relais.
Es werden die beiden Hälften (vor und nach dem Schleifer) eines
Leitschicht-Potis simuliert, oder nur eine Hälfte.
Die Zähler werden beim Start initialisiert, z.B. auf 000000.
Innerhalb einer Hälfte kann keine unterschiedliche Sprungweite
des Widerstandswertes mit vernünftiger Wirkung realisiert werden.
Bitkombinationen wiederholen sich nämlich während einer Zählrichtung.
Aber eine oder beide Hälften können eine abweichende/unterschiedliche
Steilheit in der Wertentwicklung haben.
Es sind 3:8-Decoder erhältlich, die ein Wort aus 3 Bits zu einem
aktiven von 8 Ausgängen umsetzen. Diese sind kaskadierbar.
Damit kann ein Einstellelement aufgebaut werden, das entsprechend
viel mehr Relais hat und vollkommen frei festlegbare geschaltete
Widerstände aufweist, wobei immer nur 1 Relais pro Hälfte geschaltet hat.
Hier bräuchte man jedoch 2 × 64 Relais für 64 Stufen.
Das vorstehende Diagramm zeigt, wie die Widerstände der einen Poti-Hälfte
einheitlich einen anderen Wert zugeteilt bekamen als die der anderen Hälfte.
Bei der Geraden in der Mitte sind die Hälften wertgleich.
Die untere Kurve entspricht gut angenähert einem logarithmischen Poti.
Dies ist nicht die einzige Möglichkeit, gebogene Kurven herzustellen.
Eigentlich ist diese Kurve hier besser als der Kurvenverlauf bei realen
logarithmischen Leitschicht-Potis, denn diese haben nur drei verschiedene
Steilheiten, mit abrupten Sprüngen dazwischen.
Die Signalquellen werden möglichst einheitlich auf ±14 V verstärkt. Natürlich sind für jede Quelle Pegelsteller erforderlich, erreichbar auf der Rückplatte des Gerätes. Diese werden wohl als (doppelte) DIP-Schalter ausgeführt, wie bei den Endstufen.
Das vorstehende Diagramm zeigt die Auswirkung von größeren EIN-Widerständen
als sie Reed-Relais haben (0,15 Ω typisch): Beispielsweise
Solid-State-Relays mit MOSFET-Schalter, und Analog-Schalter.
Geeignete Typen haben EIN-Widerstände von 0,5…10 Ω und
AUS-Kapazitäten von 175…14 pF.
Analog-Schalter werden nicht empfohlen.
Das Diagramm zeigt Graphen für 1 Ω, 20 Ω und
200 Ω EIN-Widerstand
mit ihrer Wirkung auf einen Potentiometer-Wert von 6300 Ω
(100+200+400+800+1600+3200 Ω).
Bei 200 Ω ist eine verfälschende Wirkung deutlich erkennbar.
Die unterschiedlich hohen Sprünge werden durch gleichzeitiges Kippen von
verschieden vielen Bits bewirkt.
Ebenso erkennbar ist, daß Werte ≤10 Ω für Potis aus
geschalteten Widerständen sicher unproblematisch sind.
Aus diesem Grund können eine kleinere AUS-Kapazität und ein maßvoll höherer
EIN-Widerstand als der geringste verfügbare gewählt werden.
Solid-State-Relays mit MOSFET-Schalter sind insgesamt besser
als Reed-Relais.
Deren Gehäuse kann etwa 25-fach kleiner sein, beispielsweise
etwa 4×4×2 mm³, und ist ohne Magnetfeld.
Allein das kann bereits den Ausschlag geben.
Eine gute Wahl ist IXYS CPC1006, mit 7 Ω und 14 pF.
Gegenüberstellung
| Größe | Einheit | CPC1006 | REED-Relais |
|---|---|---|---|
| Gehäusevolumen | mm³ | 32 (4×4×2) | 800 |
| Spannung | V | 60 | 200 |
| Strom | mA | 75 | 500 |
| Widerstand | Ω | 7 | 0,15 |
| Kapazität 0V | pF | 14 | - |
| Kapazität 60V | pF | 4 | - |
| Leckstrom | nA | 1 | 10¹⁰ Ω |
| Ansteuerung | mA | 0,5 | 10 |
| Schaltzeiten | ms | 0,13 / 0,46 | 1 / 1 |
| Isolation | Vrms | 1500 | 1500 |
Die Nachteile von REED-Relais zeigen sich auch in vorstehender Tabelle:
